能量转换系统必定存在@@能耗@@，虽然实际应用@@中@@无法获得@@100%的@@转换效率@@，但是@@@@，一个高@@质量的@@电源@@效率可以达到@@非常高@@的@@水平@@，效率接近@@@@95%。绝大多数电源@@IC 的@@工作效率可以在@@特定的@@工作条件下测得@@@@，数据资料@@中@@给出了这些参数@@。一般厂商会给出实际测量的@@结果@@，但我们只能对@@我们自己的@@数据担保@@。图@@1 给出了一个@@SMPS 降压@@转换器的@@电路@@实例@@，转换效率可以达到@@@@97%，即使在@@轻载时@@@@也能保持较高@@效率@@。采用@@什么秘诀才能达到@@如@@此高@@的@@效率@@@@？我们最好从@@了解@@SMPS 损耗@@的@@公共问题开始@@，开关@@电源的@@损耗@@大部分来自开关@@器件@@(MOSFET 和@@二极管@@@@)，另外@@小部分损耗@@来自电感和@@电容@@@@。但是@@@@，如@@果@@使用@@非常廉价的@@电感和@@电容@@@@(具有较高@@电阻@@)，将会导致损耗@@明显增大@@@@。选择@@IC 时@@，需要考虑控制器的@@架构和@@内部@@@@188足彩外围@@app ，以期获得高@@效指标@@。例如@@@@，图@@1 采用@@了多种方法来降低@@损耗@@@@，其@@中@@@@包括@@：同步整流@@，芯片内部@@集成低@@导通@@@@电阻@@的@@@@MOSFET，低@@静态电流@@@@和@@跳脉冲@@控制模式@@@@。我们将在@@本文展开讨论这些措施带来的@@好处@@。
降压@@型@@SMPS
损耗@@是@@任何@@@@SMPS 架构都面临的@@问题@@，我们在@@此以图@@@@2 所示@@降压@@型@@@@(或@@buck)转换器为@@例进行讨论@@，图@@中@@标明各点的@@开关@@波形@@，用@@于后续计算@@@@。
降压@@转换器的@@主要功能是@@把一个较高@@的@@直流输入@@电压转换成较低@@的@@@@直流输出@@电压@@。为@@了达到@@这个要求@@，MOSFET 以固定频率@@@@(fS)，在@@脉宽调制信号@@(PWM)的@@控制下进行开@@、关操作@@。当@@MOSFET 导通@@@@时@@@@，输入@@电压给电感和@@电容@@@@(L 和@@COUT)充电@@，通@@过它们把能量传递给负载@@@@。在@@此期间@@，电感电流@@线性上@@升@@@@，电流@@回路@@如@@图@@@@@@2 中@@的@@@@回路@@@@1 所示@@。
当@@MOSFET 断开时@@@@，输入@@电压断开与@@电感的@@连接@@，电感和@@输出@@电容@@为@@负载@@供电@@。电感电流@@线性下降@@，电流@@流过@@二极管@@@@，电流@@回路@@如@@图@@@@@@中@@的@@@@环路@@@@2 所示@@。MOSFET 的@@导通@@@@时@@@@间@@定义为@@@@PWM 信号的@@占空比@@@@(D)。D 把每个开关@@周期分成@@[D × tS]和@@[(1 - D) × tS]两部分@@，它们分别对@@应于@@MOSFET 的@@导通@@@@时@@@@间@@(环路@@1)和@@二极管@@@@的@@导通@@@@时@@@@间@@@@(环路@@2)。所有@@SMPS 拓扑@@(降压@@、反相等@@)都采用@@这种方式划分开关@@周期@@，实现电压转换@@。
对@@于@@降压@@转换电路@@@@，较大的@@@@占空比@@将向负载@@传输较多的@@能量@@，平均输出@@电压增加@@。相反@@，占空比@@较低@@时@@@@，平均输出@@电压也会降低@@@@。根据这个关系@@，可以得到@@@@以下理想情况下@@(不考虑二极管@@或@@@@MOSFET 的@@压降@@)降压@@型@@SMPS 的@@转换公式@@：
VOUT = D × VIN
IIN = D × IOUT
需要注意@@的@@是@@@@，任何@@SMPS 在@@一个开关@@周期内处于某个状态的@@时@@间越长@@，那么它在@@这个状态所造成的@@损耗@@也越大@@。对@@于@@降压@@型@@转换器@@，D 越低@@@@(相应的@@@@VOUT 越低@@@@)，回路@@2 产生的@@损耗@@也大@@。
1、开关@@器件的@@损耗@@@@ MOSFET 传导损耗@@@@
图@@2 (以及其@@它绝大多数@@DC-DC 转换器拓扑@@@@)中@@的@@@@MOSFET 和@@二极管@@@@是@@造成功耗的@@主要因素@@。相关损耗@@主要包括两部分@@@@：传导损耗@@@@和@@开关@@损耗@@@@@@。
MOSFET 和@@二极管@@@@是@@开关@@@@188足彩外围@@app ，导通@@@@时@@@@电流@@流过@@回路@@@@。器件导通@@@@时@@@@@@，传导损耗@@@@分别由@@MOSFET 的@@导通@@@@电阻@@@@(RDS(ON))和@@二极管@@@@的@@正向导通@@@@电压决定@@。
MOSFET 的@@传导损耗@@@@@@(PCOND(MOSFET))近似等于导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)、占空比@@(D)和@@导通@@@@时@@@@@@MOSFET 的@@平均电流@@@@(IMOSFET(AVG))的@@乘积@@。
PCOND(MOSFET) (使用@@平均电流@@@@) = IMOSFET(AVG)² × RDS(ON) × D
上@@式给出了@@SMPS 中@@MOSFET 传导损耗@@@@的@@近似值@@@@，但它只作为@@电路@@损耗@@的@@估算值@@@@，因为@@@@电流@@线性上@@升@@时@@所产生的@@功耗大于由平均电流@@计算@@得到@@@@的@@功耗@@。对@@于@@“峰值@@@@”电流@@，更准确@@的@@计算@@方法是@@对@@电流@@峰值@@@@和@@谷值@@@@(图@@3 中@@的@@@@IV 和@@IP)之间@@的@@电流@@波形@@的@@平方进行积分得到@@@@估算值@@@@。
下式给出了更准确@@的@@估算损耗@@的@@方法@@，利用@@@@IP 和@@IV 之间@@电流@@波形@@@@I²的@@积分替代简单的@@@@I²项@@。
PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D
= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN
式中@@@@，IP 和@@IV 分别对@@应于电流@@波形@@的@@峰值@@@@和@@谷值@@@@，如@@图@@@@3 所示@@。MOSFET 电流@@从@@@@IV 线性上@@升@@到@@@@IP，例如@@@@：如@@果@@IV 为@@0.25A，IP 为@@1.75A，RDS(ON)为@@0.1Ω，VOUT 为@@VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流@@@@(1A)的@@计算@@结果为@@@@：
PCOND(MOSFET) (使用@@平均电流@@@@) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W
利用@@@@波形积分进行更准确@@的@@计算@@@@：
PCOND(MOSFET) (使用@@电流@@波形@@积分进行计算@@@@) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W
或@@近似为@@@@@@78%，高@@于按照平均电流@@计算@@得到@@@@的@@结果@@。对@@于@@峰均比较小的@@电流@@波形@@@@，两种计算@@结果的@@差别很小@@，利用@@@@平均电流@@计算@@即可满足要求@@。
2、二极管@@传导损耗@@@@@@
MOSFET 的@@传导损耗@@@@@@与@@@@RDS(ON)成正比@@，二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@则在@@很大程度上@@取决于正向导通@@@@电压@@(VF)。二极管@@通@@常比@@MOSFET 损耗@@更大@@，二极管@@损耗@@与@@正向电流@@@@、VF 和@@导通@@@@时@@@@@@间成正比@@@@。由于@@MOSFET 断开时@@@@二极管@@导通@@@@@@，二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@(PCOND(DIODE))近似为@@@@：
PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)
式中@@@@，IDIODE(ON)为@@二极管@@导通@@@@期间的@@平均电流@@@@@@。图@@2 所示@@，二极管@@导通@@@@期间的@@平均电流@@@@为@@@@IOUT，因此@@，对@@于@@降压@@型@@转换器@@，PCOND(DIODE)可以按照下式估算@@：
PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)
与@@MOSFET 功耗计算@@不同@@@@，采用@@平均电流@@即可得到@@@@比较准确的@@功耗计算@@结果@@，因为@@@@二极管@@损耗@@与@@@@I 成正比@@，而不是@@@@I2。
显然@@，MOSFET 或@@二极管@@@@的@@导通@@@@时@@@@间@@越长@@，传导损耗@@@@也越大@@。对@@于@@降压@@型@@转换器@@，输出@@电压越低@@@@@@，二极管@@产生的@@功耗也越大@@，因为@@@@它处于导通@@@@状态的@@时@@间越长@@。
3、开关@@动态损耗@@@@
由于@@开关@@损耗@@@@是@@由开关@@的@@非理想状态引起的@@@@，很难估算@@MOSFET 和@@二极管@@@@的@@开关@@损耗@@@@@@@@，器件从@@完全导通@@@@到@@完全关闭@@或@@从@@完全关闭@@到@@完全导通@@@@需要一定时@@间@@，在@@这个过程中@@会产生功率损耗@@@@@@。图@@4 所示@@MOSFET 的@@漏源电压@@(VDS)和@@漏源电流@@@@(IDS)的@@关系图@@可以很好地解释@@MOSFET 在@@过渡过程中@@的@@@@开关@@损耗@@@@@@@@，从@@上@@半部分波形可以看出@@@@，tSW(ON)和@@tSW(OFF)期间电压和@@电流@@发生瞬变@@，MOSFET 的@@电容@@进行充电@@@@、放电@@。
图@@4 所示@@，VDS 降到@@最终导通@@@@状态@@(= ID × RDS(ON))之前@@，满负荷电流@@@@(ID)流过@@MOSFET。相反@@，关断时@@@@，VDS 在@@MOSFET 电流@@下降到@@零值@@之前@@逐渐上@@升到@@关断状态的@@最终值@@@@。开关@@过程中@@@@，电压和@@电流@@的@@交叠部分即为@@造成开关@@损耗@@@@的@@来源@@@@，从@@图@@@@4 可以清楚地看到@@这一点@@。
开关@@损耗@@@@随着@@SMPS 频率@@的@@升高@@而增大@@@@，这一点很容易理解@@，随着开关@@频率@@提高@@@@@@(周期缩短@@)，开关@@过渡时@@间所占比例增大@@@@，从@@而增大@@开关@@损耗@@@@@@。开关@@转换过程中@@@@，开关@@时@@间是@@占空比@@的@@二十分之一对@@于@@效率的@@影响要远远小于开关@@时@@间为@@占空比@@的@@十分之一的@@情况@@。由于@@开关@@损耗@@@@和@@频率@@@@有很大的@@关系@@，工作在@@高@@频时@@@@，开关@@损耗@@@@将成为@@主要的@@损耗@@因素@@。MOSFET 的@@开关@@损耗@@@@@@(PSW(MOSFET))可以按照图@@@@3 所示@@三角波进行估算@@，公式如@@下@@：
PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS
其@@中@@@@，VD 为@@MOSFET 关断期间的@@漏源电压@@@@，ID 是@@MOSFET 导通@@@@期间的@@沟道电流@@@@，tSW(ON)和@@tSW(OFF)是@@导通@@@@和@@关断时@@@@间@@。对@@于@@降压@@电路@@@@转换@@，VIN 是@@MOSFET 关断时@@@@的@@电压@@，导通@@@@时@@@@的@@电流@@为@@@@IOUT。
为@@了验证@@MOSFET 的@@开关@@损耗@@@@@@和@@传导损耗@@@@@@，图@@5 给出了降压@@转换器中@@集成高@@端@@MOSFET 的@@典型波形@@：VDS和@@IDS。电路@@参数为@@@@：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、开关@@瞬变时@@间@@(tON + tOFF)总计为@@@@38ns。
在@@图@@@@5 可以看出@@，开关@@变化不是@@瞬间完成的@@@@，电流@@和@@电压波形交叠部分导致功率损耗@@@@@@。MOSFET“导通@@@@”时@@(图@@2)，流过@@电感的@@电流@@@@IDS 线性上@@升@@，与@@导通@@@@边沿相比@@，断开时@@@@的@@开关@@损耗@@@@@@更大@@。
利用@@@@上@@述近似计算@@法@@，MOSFET 的@@平均损耗@@可以由下式计算@@@@：
PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)
= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS
= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106
= 0.011 + 0.095 = 106mW
这一结果与@@图@@@@5 下方曲线@@测量得到@@@@的@@@@117.4mW 接近@@，注意@@：这种情况下@@，fS 足够高@@@@，PSW(MOSFET)是@@功耗的@@主要因素@@。
图@@5. 降压@@转换器高@@端@@MOSFET 的@@典型开关@@周期@@，输入@@10V、输出@@3.3V (输出@@电流@@@@500mA)。开关@@频率@@为@@@@1MHz，开关@@转换时@@间是@@@@38ns。
与@@MOSFET 相同@@，二极管@@也存在@@开关@@损耗@@@@@@。这个损耗@@@@很大程度上@@取决于二极管@@的@@反向恢复时@@间@@(tRR)，二极管@@开关@@损耗@@@@发生在@@@@二极管@@从@@正向导通@@@@到@@反向截止的@@转换过程@@。
当@@反向电压加在@@二级管两端时@@@@，正向导通@@@@电流@@在@@二极管@@上@@产生的@@累积电荷需要释放@@，产生反向电流@@尖峰@@(IRR(PEAK))，极性与@@正向导通@@@@电流@@相反@@@@，从@@而造成@@V × I 功率损耗@@@@，因为@@@@反向恢复期内@@，反向电压和@@反向电流@@同时@@存在@@于二极管@@@@。图@@6 给出了二极管@@在@@反向恢复期间的@@@@PN 结示意图@@@@。
图@@6. 二极管@@结反偏时@@@@，需要释放正向导通@@@@期间的@@累积电荷@@，产生峰值@@@@电流@@@@(IRR(PEAK))。
了解了二极管@@的@@反向恢复特性@@，可以由下式估算二极管@@的@@开关@@损耗@@@@@@@@(PSW(DIODE))：
PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS
其@@中@@@@，VREVERSE 是@@二极管@@的@@反向偏置电压@@，IRR(PEAK)是@@反向恢复电流@@的@@峰值@@@@@@，tRR2 是@@从@@反向电流@@峰值@@@@@@IRR 到@@恢复电流@@为@@正的@@时@@间@@。对@@于@@降压@@电路@@@@，当@@MOSFET 导通@@@@的@@时@@候@@，VIN 为@@MOSFET 导通@@@@时@@@@二极管@@的@@反向偏置电压@@。
为@@了验证@@二极管@@损耗@@计算@@公式@@，图@@7 显示了典型的@@降压@@转换器中@@@@PN 结的@@开关@@波形@@，VIN = 10V、VOUT =3.3V，测得@@IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用@@@@这些数值@@可以得到@@@@@@：
该结果接近@@于图@@@@7 所示@@测量结果@@358.7mW。考虑到@@较大的@@@@@@VF和@@较长的@@二极管@@导通@@@@周期@@，tRR 时@@间非常短@@，开关@@损耗@@@@(PSW(DIODE))在@@二极管@@损耗@@中@@占主导地位@@。
图@@7. 降压@@型@@转换器中@@@@PN 结开关@@二极管@@的@@开关@@波形@@，从@@10V 输入@@降至@@@@@@3.3V 输出@@，输出@@电流@@@@为@@@@500mA。其@@它参数包括@@：1MHz 的@@fS，tRR2 为@@28ns，VF = 0.9V。
提高@@@@效率@@
基于上@@述讨论@@，通@@过哪些途径可以降低@@电源的@@开关@@损耗@@@@@@呢@@？直接途径是@@@@：选择@@低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)、可快速切换的@@@@MOSFET；选择@@低@@导通@@@@压降@@@@VF、可快速恢复的@@二极管@@@@。
直接影响@@MOSFET 导通@@@@电阻@@的@@因素有几点@@，通@@常增加芯片尺寸和@@漏源极击穿电压@@(VBR(DSS))，由于@@增加了器件中@@的@@@@半导体材料@@，有助于@@降低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)。另一方面@@，较大的@@@@MOSFET 会增大@@开关@@损耗@@@@@@。因此@@，虽然大尺寸@@MOSFET 降低@@了@@RDS(ON)，但也导致小器件可以避免的@@效率@@问题@@。当@@管芯温度升高@@时@@@@，MOSFET 导通@@@@电阻@@会相应增大@@@@。必须保持较低@@的@@@@结温@@，使导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)不会过大@@。导通@@@@电阻@@RDS(ON)和@@栅源偏置电压成反比@@，因此@@，推荐使用@@足够大的@@栅极电压以降低@@@@RDS(ON)损耗@@，但此时@@也会增大@@栅极驱动损耗@@@@，需要平衡降低@@@@RDS(ON)的@@好处和@@增大@@栅极驱动的@@缺陷@@。MOSFET 的@@开关@@损耗@@@@@@与@@器件电容@@有关@@，较大的@@@@电容@@需要较长的@@充电@@时@@间@@，使开关@@切换变缓@@，消耗更多能量@@。米勒电容@@通@@常在@@@@MOSFET 数据资料@@中@@定义为@@反向传输电容@@@@(CRSS)或@@栅@@-漏电容@@@@(CGD)，在@@开关@@过程中@@@@对@@切换时@@间起决定作用@@@@。米勒电容@@的@@充电@@电荷用@@@@QGD 表示@@，为@@了快速切换@@MOSFET，要求尽可能低@@的@@米勒电容@@@@。一般来说@@，MOSFET 的@@电容@@和@@芯片尺寸成反比@@，因此@@必须折衷考虑开关@@损耗@@@@和@@传导损耗@@@@@@，同时@@也要谨慎选择@@电路@@的@@开关@@频率@@@@。对@@于@@二极管@@@@，必须降低@@导通@@@@压降@@@@，以降低@@由此产生的@@损耗@@@@。对@@于@@小尺寸@@、额定电压较低@@的@@@@硅二极管@@@@，导通@@@@压降@@一般在@@@@0.7V 到@@1.5V 之间@@。二极管@@的@@尺寸@@、工艺和@@耐压等级@@都会影响导通@@@@压降@@和@@反向恢复时@@间@@，大尺寸二极管@@通@@常具有较高@@的@@@@VF 和@@tRR，这会造成比较大的@@@@损耗@@@@。开关@@二极管@@一般以速度划分@@，分为@@@@“高@@速@@”、“甚高@@速@@@@”和@@“超高@@速@@@@”二极管@@，反向恢复时@@间随着速度的@@提高@@@@而降低@@@@。快恢复二极管@@的@@@@tRR 为@@几百纳秒@@，而超高@@速@@@@快恢复二极管@@的@@@@@@tRR 为@@几十纳秒@@。低@@功耗应用@@中@@@@，替代快恢复二极管@@的@@@@一种选择@@是@@肖特基二极管@@@@，这种二极管@@的@@恢复时@@间几乎可以忽略@@，反向恢复电压@@VF 也只有快恢复二极管@@的@@@@一半@@(0.4V 至@@1V)，但肖特基二极管@@的@@额定电压和@@电流@@远远低@@于快恢复二极管@@@@，无法用@@于高@@压或@@大功率应用@@@@。另外@@，肖特基二极管@@与@@硅二极管@@相比具有较高@@的@@反向漏电流@@@@，但这些因素并不限制它在@@许多电源中@@的@@@@应用@@@@。然而@@，在@@一些低@@压应用@@中@@@@，即便是@@具有较低@@压降的@@肖特基二极管@@@@@@，所产生的@@传导损耗@@@@@@也无法接受@@。比如@@@@，在@@输出@@为@@@@1.5V 的@@电路@@中@@@@，即使使用@@@@0.5V 导通@@@@压降@@VF 的@@肖特基二极管@@@@，二极管@@导通@@@@时@@@@也会产生@@33%的@@输出@@电压损耗@@@@！为@@了解决这一问题@@，可以选择@@低@@导通@@@@电阻@@@@@@RDS(ON)的@@MOSFET实现同步控制架构@@@@。用@@MOSFET 取代二极管@@@@(对@@比图@@@@1 和@@图@@@@2 电路@@)，它与@@电源的@@主@@MOSFET 同步工作@@，所以在@@交替切换的@@过程中@@@@，保证只有一个导通@@@@@@。导通@@@@的@@二极管@@由导通@@@@的@@@@MOSFET 所替代@@，二极管@@的@@高@@导通@@@@压降@@@@VF 被转换成@@MOSFET 的@@低@@导通@@@@压降@@@@(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低@@了@@二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@@@。当@@然@@，同步整流@@与@@二极管@@相比也只是@@降低@@了@@@@MOSFET 的@@压降@@，另一方面@@，驱动同步整流@@@@MOSFET 的@@功耗也不容忽略@@。IC数据资料@@ 以上@@@@讨论了影响开关@@电源效率的@@两个重要因素@@(MOSFET 和@@二极管@@@@)。回顾图@@@@ 1 所示@@降压@@电路@@@@，从@@数据资料@@中@@可以获得影响控制器@@IC 工作效率的@@主要因素@@。首先@@，开关@@188足彩外围@@app 集成在@@@@IC 内部@@，可以节省空间@@@@、降低@@寄生损耗@@@@。其@@次@@，使用@@低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)的@@MOSFET，在@@小尺寸集成降压@@@@IC (如@@MAX1556)中@@，其@@NMOS 和@@PMOS 的@@导通@@@@电阻@@@@可以达到@@@@0.27Ω (典型值@@@@)和@@0.19Ω (典型值@@@@)。最后@@，使用@@的@@同步整流@@电路@@@@。对@@于@@500mA 负载@@，占空比@@为@@@@50%的@@开关@@电路@@@@，可以将低@@边开关@@@@(或@@二极管@@@@)的@@损耗@@从@@@@225mW (假设二极管@@压降为@@@@ 1V)降至@@@@ 34mW。合理选择@@@@SMPS IC 合理选择@@@@ SMPS IC的@@封装@@、控制架构@@，并进行合理设计@@，可以有效提高@@@@转换效率@@。
4、集成功率开关@@@@
功率开关@@集成到@@@@IC 内部@@时@@可以省去繁琐的@@@@MOSFET 或@@二极管@@@@选择@@@@，而且使电路@@更加紧凑@@，由于@@降低@@了@@线路损耗@@和@@寄生效应@@，可以在@@一定程度上@@提高@@@@效率@@@@。根据功率等级@@和@@电压限制@@，可以把@@MOSFET、二极管@@(或@@同步整流@@@@MOSFET)集成到@@芯片内部@@@@。将开关@@集成到@@芯片内部@@@@的@@另一个好处是@@栅极驱动电路@@的@@尺寸已经针对@@片内@@MOSFET 进行了优化@@@@，因而无需将时@@间浪费在@@未知的@@分立@@MOSFET 上@@。
静态电流@@@@
电池供电设备@@特别关注@@IC 规格中@@的@@@@静态电流@@@@@@(IQ)，它是@@维持@@电路@@工作所需的@@电流@@@@。重载情况下@@(大于十倍或@@百倍的@@静态电流@@@@@@IQ)，IQ 对@@效率的@@影响并不明显@@，因为@@@@负载@@电流@@远大于@@IQ，而随着负载@@电流@@的@@降低@@@@，效率有下降的@@趋势@@，因为@@@@IQ 对@@应的@@功率占总功率的@@比例提高@@@@@@。这一点对@@于@@大多数时@@间处于休眠模式@@或@@其@@它低@@功耗模式@@的@@应用@@尤其@@重要@@，许多消费类产品即使在@@@@“关闭@@”状态下@@，也需要保持键盘扫描或@@其@@它功能的@@供电@@，这时@@@@，无疑需要选择@@具有极低@@@@IQ的@@电源@@。
电源架构对@@效率的@@提高@@@@@@
SMPS 的@@控制架构@@是@@影响开关@@电源效率的@@关键因素之一@@。这一点我们已经在@@同步整流@@架构中@@讨论过@@，由于@@采用@@低@@导通@@@@电阻@@的@@@@MOSFET 取代了功耗较大的@@@@开关@@二极管@@@@，可有效改善效率指标@@。
另一种重要的@@控制架构@@是@@针对@@轻载工作或@@较宽的@@负载@@范围设计的@@@@，即跳脉冲@@模式@@@@，也称为@@脉冲频率@@调制@@(PFM)。与@@单纯的@@@@PWM 开关@@操作@@@@(在@@重载和@@轻载时@@@@均采用@@固定的@@开关@@频率@@@@)不同@@，跳脉冲@@模式@@下@@@@转换器工作在@@跳跃的@@开关@@周期@@，可以节省不必要的@@开关@@操作@@@@@@，进而提高@@@@效率@@@@。
跳脉冲@@模式@@下@@@@，在@@一段较长时@@间内电感放电@@@@，将能量从@@电感传递给负载@@@@，以维持@@输出@@电压@@。当@@然@@，随着负载@@吸收电流@@@@，输出@@电压也会跌落@@。当@@电压跌落到@@设置门限时@@@@，将开启一个新的@@开关@@周期@@，为@@电感充电@@并补充输出@@电压@@。
需要注意@@的@@是@@@@跳脉冲@@模式@@会产生与@@负载@@相关的@@输出@@噪声@@，这些噪声由于@@分布在@@不同@@频率@@@@(与@@固定频率@@的@@@@PWM 控制架构@@不同@@@@)，很难滤除@@。
先进的@@@@SMPS IC 会合理利用@@@@两者的@@优势@@：重载时@@@@采用@@恒定@@PWM 频率@@；轻载时@@@@采用@@跳脉冲@@模式@@以提高@@@@效率@@@@，图@@1 所示@@IC 即提供了这样的@@工作模式@@@@@@。
当@@负载@@增加到@@一个较高@@的@@有效值@@时@@@@，跳脉冲@@波形将转换到@@固定@@PWM，在@@标称负载@@下噪声很容易滤除@@。在@@整个工作范围内@@，器件根据需要选择@@跳脉冲@@模式@@和@@@@PWM 模式@@，保持整体的@@最高@@效率@@(图@@8)。
图@@8 中@@的@@@@曲线@@@@D、E、F 所示@@效率曲线@@在@@固定@@PWM 模式@@下@@，轻载时@@@@效率较低@@@@，但在@@重载时@@@@能够提供很高@@的@@转换效率@@@@(高@@达@@98%)。如@@果@@设置在@@轻载下保持固定@@PWM 工作模式@@@@，IC 将不会按照负载@@情况更改工作模式@@@@@@。这种情况下@@能够使纹波保持在@@固定频率@@@@，但浪费了一定功率@@。重载时@@@@，维持@@PWM 开关@@操作@@@@所需的@@额外功率很小@@，远远低@@于输出@@功率@@。另一方面@@，跳脉冲@@“空闲@@”模式@@下@@的@@效率@@曲线@@@@(图@@8 中@@的@@@@A、B、C)能够在@@轻载时@@@@保持在@@较高@@水平@@，因为@@@@开关@@只在@@负载@@需要时@@开启@@。对@@7V 输入@@曲线@@@@，在@@1mA 负载@@的@@空闲@@模式@@下@@能够获得高@@于@@60%的@@效率@@。
图@@8. 降压@@转换器在@@@@PWM 和@@空闲@@@@(跳脉冲@@)模式@@下@@效率曲线@@@@，注意@@：轻载时@@@@，空闲@@模式@@下@@的@@效率@@高@@于@@PWM模式@@。
优化@@SMPS
开关@@电源因其@@高@@效率指标得到@@@@广泛应用@@@@，但其@@效率仍然受@@SMPS 电路@@的@@一些固有损耗@@的@@制约@@。设计开关@@电源时@@@@，需要仔细研究造成@@SMPS 损耗@@的@@来源@@，合理选择@@@@SMPS IC，从@@而充分利用@@@@器件的@@优势@@，为@@了在@@保持尽可能低@@的@@电路@@成本@@，甚至@@不增加电路@@成本的@@前提下获得高@@效的@@@@SMPS，工程师需要做出全面的@@选择@@@@。
5、无源@@188足彩外围@@app 损耗@@
我们已经了解@@MOSFET 和@@二极管@@@@会导致@@SMPS 损耗@@。采用@@高@@品质的@@开关@@器件能够大大提升效率@@，但它们并不是@@唯一能够优化@@电源效率的@@@@188足彩外围@@app 。
图@@1 详细介绍了一个典型的@@降压@@型@@转换器@@IC 的@@基本电路@@@@。集成了两个同步整流@@@@MOSFET，低@@RDS(ON) MOSFET，效率很高@@@@。这个电路@@中@@@@，开关@@188足彩外围@@app 集成在@@@@IC 内部@@，已经为@@具体应用@@预先选择@@了元器件@@。然而@@，为@@了进一步提高@@@@效率@@@@，设计人员还需关注无源@@@@188足彩外围@@app —外部电感和@@电容@@@@，了解它们对@@功耗的@@影响@@。
6、电感功耗阻性损耗@@@@
电感功耗包括线圈损耗@@和@@磁芯损耗@@@@两个基本因素@@，线圈损耗@@归结于线圈的@@直流电阻@@(DCR)，磁芯损耗@@@@归结于电感的@@磁特性@@。
DCR 定义为@@以下电阻公式@@：
式中@@@@，ρ 为@@线圈材料的@@电阻系数@@，l 为@@线圈长度@@，A 为@@线圈横截面积@@。
DCR 将随着线圈长度的@@增大@@而增大@@@@，随着线圈横截面积的@@增大@@而减小@@@@。可以利用@@@@该原则判断标准电感@@，确定所要求的@@不同@@电感值@@和@@尺寸@@。对@@一个固定的@@电感值@@@@，电感尺寸较小时@@@@，为@@了保持相同@@匝数必须减小@@线圈的@@横截面积@@，因此@@导致@@DCR 增大@@；对@@于@@给定的@@电感尺寸@@，小电感值@@通@@常对@@应于小的@@@@DCR，因为@@@@较少的@@线圈数减少了线圈长度@@，可以使用@@线径较粗的@@导线@@。
已知@@DCR 和@@平均电感电流@@@@(具体取决于@@SMPS 拓扑@@)，电感的@@电阻损耗@@@@(PL(DCR))可以用@@下式估算@@：
PL(DCR) = LAVG2× DCR
这里@@，IL(AVG)是@@流过@@电感的@@平均直流电流@@@@。对@@于@@降压@@转换器@@，平均电感电流@@是@@直流输出@@电流@@@@@@。尽管@@DCR的@@大小直接影响@@电感电阻的@@功耗@@，该功耗与@@电感电流@@的@@平方成正比@@@@，因此@@，减小@@DCR 是@@必要的@@@@。
另外@@，还需要注意@@的@@是@@@@@@：利用@@@@电感的@@平均电流@@@@计算@@@@PL(DCR) (如@@上@@述公式@@)时@@，得到@@@@的@@结果略低@@于实际损耗@@@@，因为@@@@实际电感电流@@为@@三角波@@。本文前面介绍的@@@@MOSFET 传导损耗@@@@计算@@中@@@@，利用@@@@对@@电感电流@@的@@波形进行积分可以获得更准确@@的@@结果@@。更准确@@。当@@然@@也更复杂的@@计算@@公式如@@下@@@@：
PL(DCR) = (IP3 - IV3)/3 × DCR
式中@@@@IP 和@@IV 为@@电感电流@@波形@@的@@峰值@@@@和@@谷值@@@@。
7、磁芯损耗@@@@
磁芯损耗@@@@并不像传导损耗@@@@那样容易估算@@，很难估测@@。它由磁滞@@、涡流损耗@@组成@@，直接影响@@铁芯的@@交变磁通@@@@。SMPS 中@@，尽管@@平均直流电流@@流过@@电感@@，由于@@通@@过电感的@@开关@@电压的@@变化产生的@@纹波电流@@导致磁芯周期性的@@磁通@@变化@@。
磁滞损耗@@源于每个交流周期中@@磁芯偶极子的@@重新排列所消耗的@@功率@@，可以将其@@看作磁场极性变化时@@偶极子相互摩擦@@产生的@@@@“摩擦@@”损耗@@，正比于频率@@和@@磁通@@密度@@。
相反@@，涡流损耗@@则是@@磁芯中@@的@@@@时@@变磁通@@量引入的@@@@。由法拉第定律可知@@：交变磁通@@产生交变电压@@。因此@@，这个交变电压会产生局部电流@@@@，在@@磁芯电阻上@@产生@@I2R 损耗@@。
磁芯材料对@@磁芯损耗@@@@的@@影响很大@@。SMPS 电源中@@普遍使用@@的@@电感是@@铁粉磁芯@@，铁镍钼磁粉芯@@(MPP)的@@损耗@@最低@@@@，铁粉芯成本最低@@@@，但磁芯损耗@@@@较大@@。
磁芯损耗@@@@可以通@@过计算@@磁芯磁通@@密度@@(B)的@@最大变化量估算@@，然后查看电感或@@铁芯制造商提供的@@磁通@@密度和@@磁芯损耗@@@@@@(和@@频率@@@@)图@@表@@。峰值@@@@磁通@@密度可以通@@过几种方式计算@@@@，公式可以在@@电感数据资料@@中@@的@@@@磁芯损耗@@@@曲线@@中@@找到@@@@。
相应地@@，如@@果@@磁芯面积和@@线圈数已知@@@@，可利用@@@@下式估计峰值@@@@磁通@@@@：
这里@@，B 是@@峰值@@@@磁通@@密度@@(高@@斯@@)，L 是@@线圈电感@@(亨@@)，ΔI 是@@电感纹波电流@@峰峰值@@@@@@(安培@@)，A 是@@磁芯横截面积@@(cm2)，N 是@@线圈匝数@@。
随着互联网@@的@@普及@@，可以方便地从@@网@@上@@下载资料@@、搜索器件信息@@，一些制造商提供了交互式电感功耗的@@计算@@软件@@，帮助设计者估计功耗@@。使用@@这些工具能够快捷@@、准确地估计应用@@电路@@中@@的@@@@功率损耗@@@@@@。例如@@@@，Coilcraft 提供的@@在@@线电感磁芯损耗@@@@和@@铜耗计算@@公式@@，简单输入@@一些数据即可得到@@@@所选电感的@@磁芯损耗@@@@和@@铜耗@@。
8、电容@@损耗@@@@
与@@理想的@@电容@@模型相反@@@@，电容@@188足彩外围@@app 的@@实际物理特性导致了几种损耗@@@@。电容@@在@@@@SMPS 电路@@中@@主要起稳压@@、滤除输入@@@@/输出@@噪声的@@作用@@@@(图@@1)，电容@@的@@这些损耗@@降低@@了@@开关@@电源的@@效率@@@@。这些损耗@@主要表现在@@三个方面@@：等效串联电阻损耗@@@@、漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@。
电容@@的@@阻性损耗@@显而易见@@。既然电流@@在@@每个开关@@周期流入@@、流出电容@@@@，电容@@固有的@@电阻@@(RC)将造成一定功耗@@。漏电流@@损耗@@是@@由于@@电容@@绝缘材料的@@电阻@@(RL)导致较小电流@@流过@@电容@@而产生的@@功率损耗@@@@@@。电介质损耗@@比较复杂@@，由于@@电容@@两端施加了交流电压@@，电容@@电场发生变化@@，从@@而使电介质分子极化造成功率损耗@@@@@@。
所有@@三种损耗@@都体现在@@电容@@的@@典型损耗@@模型中@@@@(图@@9 左边部分@@)，用@@电阻代表每项@@损耗@@@@。与@@电容@@储能相关的@@每项@@损耗@@的@@@@功率用@@功耗系数@@(DF)表示@@，或@@损耗@@角正切@@(δ)。每项@@损耗@@的@@@@DF 可以通@@过由电容@@阻抗的@@实部与@@虚部比得到@@@@@@，可以将每项@@损耗@@分别插入模型中@@@@。
为@@简化损耗@@模型@@，图@@9 中@@的@@@@接触电阻损耗@@@@、漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@集中@@等为@@一个等效串联电阻@@(ESR)。ESR 定义为@@电容@@阻抗中@@消耗有功功率的@@部分@@。
推算电容@@阻抗模型@@、计算@@ESR (结果的@@实部@@)时@@，ESR 是@@频率@@的@@函数@@。这种相关性可以在@@下面简化的@@@@ESR等式中@@@@得到@@@@证明@@：
式中@@@@，DFR、DFL 和@@DFD 是@@接触电阻@@、漏电流@@和@@电介质损耗@@的@@功耗系数@@。
利用@@@@这个等式@@，我们可以观察到@@随着信号频率@@的@@增加@@，漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@都有所减小@@@@，直到@@接触电阻损耗@@从@@一个较高@@频点开始占主导地位@@。在@@该频点@@(式中@@@@没有包括该参数@@)以上@@@@，ESR 因为@@@@高@@频交流电流@@的@@趋肤效应趋于增大@@@@。
许多电容@@制造商提供@@ESR 曲线@@图@@@@表示@@@@ESR 与@@频率@@的@@关系@@。例如@@@@，TDK 为@@其@@大多数电容@@产品提供了@@ESR 曲线@@，参考这些与@@开关@@频率@@对@@应曲线@@图@@@@@@，得到@@@@ESR 值@@。
然而@@，如@@果@@没有@@ESR 曲线@@图@@@@，可以通@@过电容@@数据资料@@中@@的@@@@@@DF 规格粗略估算@@ESR。DF 是@@电容@@的@@整体@@DF (包括所有@@损耗@@@@)，也可以按照下式估算@@@@ESR：
无论采用@@哪种方法来得到@@@@@@ESR 值@@，直觉告诉我们@@，高@@ESR 会降低@@开关@@电源效率@@，既然输入@@和@@输出@@电容@@在@@@@每个开关@@周期通@@过@@ESR 充电@@、放电@@。这导致@@I2× RESR 功率损耗@@@@。这个损耗@@@@(PCAP(ESR))可以按照下式计算@@@@：
PCAP(ESR) = ICAP(RMS)2 × RESR
式中@@@@，ICAP(RMS)是@@流经电容@@的@@交流电流@@有效值@@@@RMS。对@@降压@@电路@@的@@输出@@电容@@@@，可以采用@@电感纹波电流@@的@@有效值@@@@RMS。输入@@滤波电容@@的@@@@RMS 电流@@的@@计算@@比较复杂@@，可以按照下式得到@@@@一个合理的@@估算值@@@@：
ICIN(RMS) = IOUT/VIN × [VOUT (VIN - VOUT)]1/2
显然@@，为@@减小@@电容@@功率损耗@@@@@@，应选择@@低@@@@ESR 电容@@，有助于@@SMPS 电源降低@@纹波电流@@@@。ESR 是@@产生输出@@电压纹波的@@主要原因@@，因此@@选择@@低@@@@ESR 的@@电容@@不仅仅单纯提高@@@@效率@@@@，还能得到@@@@其@@它好处@@。
一般来说@@，不同@@类型电介质的@@电容@@具有不同@@的@@@@ESR 等级@@。对@@于@@特定的@@容量和@@额定电压@@，铝电解电容@@和@@钽电容@@就比陶瓷电容@@具有更高@@的@@@@ESR 值@@。聚酯和@@聚丙烯电容@@的@@@@ESR 值@@介于它们之间@@@@，但这些电容@@尺寸较大@@，SMPS 中@@很少使用@@@@。
对@@于@@给定类型的@@电容@@@@，较大容量@@、较低@@的@@@@fS 能够提供较低@@的@@@@@@ESR。大尺寸电容@@通@@常也会降低@@@@ESR，但电解电容@@会带来较大的@@@@等效串联电感@@。陶瓷电容@@被视为@@比较好的@@折中@@选择@@@@，此外@@，电容@@值@@一定的@@条件下@@，较低@@的@@@@电容@@额定电压也有助于@@减小@@@@ESR。
本文转载自@@电源研发精英圈@@