在@@众多谐振转换器@@中@@，LLC 谐振转换器@@有着高功率密度应用中最常用的@@拓扑结构@@。与其他谐振拓扑相比@@，这种拓扑具有许多优点@@：它能以相对较小的@@开关频率变化来调节整个负载变化的@@输出@@；它可以实现初级侧开关的@@零电压开关@@ (ZVS) 和@@次级侧整流器的@@零电流@@开关@@ (ZCS)；而@@且@@@@，谐振电感可以集成到变压器中@@。NCP4390 系列是一种先进的@@脉冲频率调制@@ (PFM) 控制@@器系列@@，适用于具有同步整流@@ (SR) 的@@ LLC 谐振转换器@@，可为隔离式@@ DC/DC 转换器提供出众的@@效率@@。与市场上的@@传统@@ PFM 控制@@器相比@@，NCP4390 具有几项独特的@@功能@@，可以最大限度地提高@@效率@@、可靠性和@@性能@@。
电荷@@−电流@@控制@@@@：LLC 谐振转换器@@通常采用电压模式控制@@@@，其中@@误差放大器输出电压直接控制@@着开关频率@@。然而@@@@，LLC 谐振转换器@@的@@补偿网@@络设计相对具有一定挑战性@@，这是@@因为采用电压模式控制@@的@@@@ LLC 谐振转换器@@有着非常复杂的@@特性@@@@：它有四个图@@腾柱@@，而@@图@@腾柱的@@位置会随着@@输入电压和@@负载条件而@@变化@@。NCP4390 采用了基于每个开关周期电荷@@数量的@@电流@@模式控制@@技术@@@@，该技术@@提供了更好的@@功率级@@“控制@@到输出@@”传递函数@@，简化了反馈环路设计@@，同时@@@@实现了真正的@@输入功率限制@@和@@内在@@的@@线路前馈@@。
双边沿跟踪同步整流@@ (SR) 控制@@：NCP4390 使用了一种双边沿跟踪方法@@，可以预测两个不同@@时@@@@间参考的@@@@ SR 电流@@过零瞬间@@。该技术@@不仅最大程度缩短了正常操作期间的@@死区时@@间@@，而@@且@@@@在@@任何瞬态和@@模式变化期间也提供了稳定的@@@@ SR 控制@@。
图@@ 1：半桥@@ LLC 谐振转换器@@电路图@@@@
本文介绍了采用@@ NCP4390 的@@半桥@@@@ LLC 谐振转换器@@的@@设计@@注意@@事项@@。其中@@包括有关@@ LLC 谐振转换器@@工作原理的@@说明@@、变压器和@@谐振网@@络的@@设计@@，以及@@188足彩外围@@app 的@@选择@@。后续我们将通过分步设计程序配有设计示例来加以说明@@，帮助您完成@@ LLC 谐振转换器@@的@@设计@@。
LLC 谐振转换器@@与基波近似@@
图@@ 2 显示了@@半桥@@@@ LLC 谐振转换器@@的@@简化电路图@@@@，其中@@ Lm 是充当并联电感的@@励磁电感@@，Lr 是串联谐振电感@@，而@@ Cr 是谐振电容@@。
图@@ 3 说明了@@ LLC 谐振转换器@@的@@典型波形@@。我们假设工作频率与谐振频率相同@@，即@@由@@ Lr 和@@ Cr 之间@@的@@谐振确定@@@@。由于@@励磁电感相对较小@@，因此@@会存在@@较大的@@励磁电流@@@@ (Im)，该电流@@将在@@初级侧自由流动@@，不涉及功率传输@@。初级侧电流@@@@ (Ip) 是指初级侧的@@励磁电流@@与次级侧电流@@@@ (ID) 的@@总和@@@@。
一般来说@@，LLC 谐振拓扑是由图@@@@ 2 所示@@的@@三个级组成的@@@@：方波发生器@@、
谐振网@@络以及@@整流器网@@络@@。
方波发生器@@通过交替驱动开关@@ Q1 和@@ Q2 而@@产生方波电压@@ Vd，且@@每个开关的@@占空比均为@@ 50%。控制@@器则通常在@@连续转换之间@@引入短的@@死区时@@间@@。方波发生器@@可以是全桥式或@@半桥@@式@@。全桥方波发生器@@产生的@@方波振幅是半桥@@方波的@@两倍@@。
谐振网@@络由电容@@、泄漏电感和@@变压器的@@励磁电感组成@@。谐振网@@络将对高次谐波电流@@进行滤波@@。实际上@@，即@@使方波电压施加到谐振网@@络上@@，也只有正弦电流@@通过谐振网@@络@@。电流@@ (Ip ) 会滞后于施加到谐振网@@络上的@@电压@@@@（即@@，施加到半桥@@图@@腾柱上的@@方波电压@@ (Vd) 的@@基本分量@@），这样即@@允许@@ MOSFET 以零漏极@@-源极电压导通@@@@。如图@@@@ 3 所示@@，由于@@电流@@流过反向并联二极管@@，因此@@ MOSFET 导通@@，而@@ MOSFET 两端的@@电压为零@@。
整流器网@@络通过整流二极管对交流电流@@进行整流@@，以产生直流电压@@。整流器网@@络可以是全波桥式整流@@，或@@者采用带电容输出滤波器的@@中心抽头配置@@。
图@@ 2：半桥@@ LLC 谐振转换器@@电路图@@@@
图@@ 3：半桥@@ LLC 谐振转换器@@典型波形@@
谐振网@@络的@@滤波作用允许使用基波近似来获得谐振转换器@@的@@电压增益@@@@，它假设只有输入到谐振网@@络的@@方波电压的@@基波分量才有助于传输功率@@。由于@@次级侧的@@整流电路充当阻抗变压器@@，因此@@等效负载电阻@@与实际负载电阻会有所不同@@@@。图@@ 4 显示了@@如何推导该等效负载电阻@@@@。初级侧电路要替换为正弦电流@@源@@ Iac，而@@整流器的@@输入端则为方波电压@@ VRI。由于@@ |Iac| 的@@平均值@@是输出电流@@@@ Io，因此@@ Iac 的@@计算公式@@如下@@：
通过使用等效负载电阻@@@@，我们获得了如图@@@@@@ 5 所示@@的@@交流等效电路@@，其中@@ VdF 和@@ VROF 分别是驱动电压@@ Vd 和@@反射输出电压@@ VRO (nVRI ) 的@@基本分量@@。
图@@ 4：等效负载电阻@@ Rac 的@@推导@@
图@@ 5：LLC 谐振转换器@@的@@交流等效电路@@
利用公式@@@@ (5) 中获得的@@等效负载电阻@@@@，我们可以从图@@@@@@ 5 中推导出半桥@@@@ LLC 谐振转换器@@的@@特性@@@@。电压增益@@ M 由下式获得@@：
如公式@@@@ (6) 中所示@@@@，这里存在@@两个共振频率@@。一个由@@ Lr 和@@ Cr 确定@@，另一个则由@@ Lp 和@@ Cr 确定@@。
公式@@ (6) 显示了@@谐振频率@@ (ωo ) 下的@@单位增益@@，它与负载变化无关@@。
图@@ 6：LLC 谐振转换器@@的@@典型增益曲线@@ (m = 3)
在@@ m=3、fo = 100 kHz 且@@ fp= 57 kHz 的@@情况下@@，针对不同@@的@@@@ Q 值@@，公式@@ (6) 的@@图@@形见图@@@@ 6 所示@@。从图@@@@ 6 中可以看到@@，当开关频率接近谐振频率@@ fo 时@@，LLC 谐振转换器@@显示出了几乎与负载无关的@@增益@@特性@@@@。这是@@ LLC 谐振转换器@@相对于传统串联谐振转换器@@@@ (SRC) 的@@一个明显优势@@。因此@@，在@@谐振频率附近操作转换器以最大程度减小@@开关频率变化便是很自然的@@@@。
LLC 谐振转换器@@的@@工作范围受到峰值@@增益@@（最大可达增益@@）的@@限制@@。峰值@@增益在@@图@@@@ 6 中以@@“*”符号表@@示@@。请注意@@@@，峰值@@电压增益@@不会出现在@@@@ fo 或@@ fp 处@@。获得峰值@@增益对应的@@峰值@@增益频率位于@@ fp 和@@ fo之间@@。随着@@ Q 值@@的@@减小@@@@（当负载减小@@时@@@@），峰值@@增益频率将向@@ fp移动@@，从而@@获得更高的@@峰值@@增益@@。相应地@@，随着@@ Q 值@@的@@增大@@（当负载增大时@@@@），峰值@@增益频率向@@ fo移动@@，峰值@@增益也就随之降低@@；因此@@，对于谐振网@@络设计而@@言@@，满载条件应该是最坏的@@情况@@。
集成变压器注意@@事项@@
在@@实际设计中@@，通常使用集成变压器来实现磁性@@188足彩外围@@app
（串联电感和@@并联电感@@），其中@@漏感将用作串联电感@@，而@@励磁电感则用作并联电感@@。当以这种方式构建磁性@@188足彩外围@@app
时@@，图@@ 5 中的@@等效电路@@@@将变为图@@@@ 7 中的@@等效电路@@@@。漏感不仅存在@@于初级侧@@，也存在@@于次级侧@@。不考虑次级侧的@@漏感会导致@@设计错误@@。
在@@处@@理实际变压器时@@@@，最好使用具有@@ Lp 和@@ Lr的@@等效电路@@，因为用给定的@@变压器可以轻松测量这些值@@@@。在@@实际变压器中@@，我们可以在@@次级侧绕组分别开路和@@短路的@@情况下@@测量初级侧的@@@@ Lp 和@@ Lr。
图@@ 7：改进等效电路以适应次级侧漏感@@
图@@ 7 介绍了由次级侧漏感引起的@@虚拟增益@@。通过使用改进后的@@等效电路@@调整增益公式@@@@ (6)，可获得集成变压器的@@新增益公式@@@@：
当使用单个磁芯作为串联电感时@@@@，谐振频率下的@@增益@@@@ (ωo) 为单位增益@@，如公式@@@@ (7) 所示@@。然而@@@@，当使用集成变压器来实现磁性@@188足彩外围@@app 时@@，由于@@变压器次级侧漏感导致@@的@@虚拟增益@@，谐振频率下的@@增益@@@@ (ωo) 将高于单位增益@@。
图@@ 8 给出了在@@@@ m=3、fo = 100 kHz 且@@ fp = 57 kHz 的@@情况下@@，不同@@ Qe值@@所对应的@@公式@@@@ (9) 的@@增益@@。同样@@，当开关频率接近谐振频率@@ fo 时@@，LLC 谐振转换器@@显示出了几乎与负载无关的@@增益@@特性@@@@。
图@@ 8：使用集成变压器的@@情况下@@@@，LLC 谐振转换器@@的@@典型增益曲线@@ (m = 3)
最大可达增益@@
即@@使我们可以通过公式@@@@ (6) 或@@ (9) 在@@给定条件下获得峰值@@增益@@，也很难以显式形式表@@示峰值@@增益@@。为了简化分析和@@设计@@，我们会使用仿真工具收集峰值@@增益@@，并在@@图@@@@ 9 和@@图@@@@ 10 中进行了描绘@@。图@@ 9 和@@图@@@@ 10 分别显示了@@分离式和@@集成式谐振电感@@设计的@@不同@@@@ m 值@@所对应的@@峰值@@增益@@（最大可获得增益@@）如何随@@ Q 值@@而@@变化@@。看起来@@，我们可以通过减小@@@@ m 或@@ Q 值@@来获得更高的@@峰值@@增益@@。对于给定的@@谐振频率@@ (fo ) 和@@ Q 值@@，减小@@ m意味着减小@@励磁电感@@，从而@@导致@@循环电流@@增大@@。因此@@，在@@可用增益范围和@@导通@@损耗之间@@要进行折衷@@。请注意@@@@，由于@@虚拟增益@@ MV 的@@原因@@，图@@ 10 中的@@集成式谐振电感@@设计要比图@@@@ 9 中的@@分离式谐振电感@@设计具有更高的@@增益@@@@。
图@@ 9：不同@@ m 值@@的@@峰值@@增益与@@ Q 值@@（分离式谐振电感@@）
图@@ 10：不同@@ m 值@@的@@峰值@@增益与@@ Q 值@@（集成式谐振电感@@）
图@@ 11：电容区和@@电感区的@@工作波形@@
在@@峰值@@增益频率以上@@，谐振网@@络的@@输入阻抗为感性阻抗@@，并且@@@@谐振网@@络的@@输出电流@@@@ (Ip ) 滞后于施加到谐振网@@络上的@@电压@@ (Vd)。这就允许@@ MOSFET 通过零电压开关@@ (ZVS) 导通@@，如图@@@@ 11 所示@@。同时@@@@，谐振网@@络的@@输入阻抗变为电容阻抗@@，并且@@@@ Ip 导致@@ Vd低于峰值@@增益频率@@。在@@电容区工作时@@@@，MOSFET 体二极管在@@开关转换期间会产生反向恢复电流@@@@，这会导致@@严重的@@噪声@@。进入电容区引发的@@另一个问题是@@：由于@@增益的@@斜坡发生反转@@，导致@@输出电压失控@@。因此@@，最小开关频率最好是限制在@@峰值@@增益频率之上@@。此外@@，NCP4390 还通过检查@@ PROUT 下降时@@的@@@@ CS 信号来配置非@@ ZVS 保护@@，以防电容区长时@@间工作@@。
NCP4390 特性@@
NCP4390 采用基于电荷@@控制@@的@@电流@@模式控制@@技术@@@@，它简化了反馈环路设计@@@@，同时@@@@实现了真正的@@输入功率限制@@。闭环软启动机制可以防止误差放大器饱和@@@@，并允许输出电压单调升高@@，而@@无需理会负载条件的@@变化@@。此外@@，双边沿跟踪自适应@@ SR 控制@@可以最大程度缩短体二极管的@@导通@@时@@间@@，从而@@最大限度地提高@@了效率@@。表@@ 1 显示了@@ NCP4390 的@@引脚描述@@。图@@ 12 显示了@@使用@@ NCP4390 的@@ LLC 谐振转换器@@的@@典型应用原理图@@@@。
表@@ 1：NCP4390 的@@引脚描述@@
图@@ 12：半桥@@ LLC 谐振转换器@@电路图@@@@
本文转载自@@：安森美@@微信公众号@@@@