本系列文章将介绍安森美@@@@(onsemi)高边@@SmartFET的@@结构和@@设计理念@@，可作为了解该器件在@@特定应用@@中@@如@@何工作的@@指南@@。范围仅限于具有模拟电流@@检测@@输出的@@@@SmartFET。本系列文章将分为四部分@@，之前我们介绍了应用@@详情@@、功率@@FET和@@保护以及功率@@@@188足彩外@@围@@app 的@@物理结构以及利用功率@@@@FET所采用的@@不同技术@@@@。今天为第二部分@@，将继续介绍该器件中@@集成的@@保护特性@@@@，这些特性@@可在@@系统故障情况下@@保护器件本身@@。
电源电压@@
典型@@电源电压@@规格@@
安森美@@高边@@@@SmartFET设计为在@@汽车环境的@@典型@@电池电压范围内@@工作@@，并顾及到@@了应用@@电压围绕标称值的@@变化@@，如@@本部分后面所述@@。工作电压范围通常@@指定为@@5V-28V，但数据表中@@的@@某些特定参数可能是在@@更窄的@@范围内@@进行表征并予以保证@@，例如@@@@8V-18V。保证的@@范围和@@相应电气规格随着安森美@@高边@@@@@@SmartFET产品组合中@@的@@器件和@@技术@@不同而@@有所不同@@。以下是对典型@@电源电压@@规格@@的@@说明@@。
图@@16：器件在@@典型@@电源电压@@规格@@范围内@@的@@操作@@@@
如@@上图@@所述@@，在@@5V-28V范围内@@保证正常工作@@（除@@非产品数据表中@@另有规定@@）。在@@此范围之外@@@@，电气性能@@（典型@@ RDS(ON)、开关速度@@、电流@@检测@@等@@@@）和@@预期行为@@（保护和@@诊断方面@@）可能偏离规格@@。低于欠压阈值时@@@@，器件关断@@@@，并以一定的@@迟滞重新导通@@@@。如@@本部分后面所述@@，控制@@器和@@@@FET的@@反向电池保护@@分别通过@@内部箝位结构和@@体二极管实现@@。典型@@器件的@@反向电池阈值为@@-16V（持续规定的@@时@@间@@间隔@@），低于该阈值时@@@@，预期寿命@@、可靠性和@@性能可能会受到@@不可逆的@@影响@@。有些器件@@可能采用过压关断@@特性@@来防止@@FET和@@控制@@器受到@@甩负载等@@事件期间出现的@@高压瞬变的@@影响@@；有些器件@@通过@@内部箝位结构提供过压保护@@@@，如@@果@@在@@此高压区域工作@@，器件的@@寿命@@/性能可能会受到@@影响@@。不同器件的@@过压关断@@阈值可能不同@@。
欠压运行@@
安森美@@高边@@@@SmartFET具有欠压关断@@机制@@，当@@电源电压@@降至@@过低而@@无法支持器件工作时@@@@，器件就会关断@@@@。该特性@@还能防止器件标记任何错误@@/不符合规格的@@输出或@@诊断信号@@。不同器件的@@欠压阈值可能不同@@，典型@@规格在@@@@3V~4V范围内@@。欠压关断@@事件具有一个相关的@@迟滞@@，以防止因阈值附近的@@潜在@@高噪声电源而@@导致异常开启和@@关闭@@。
图@@17：带迟滞的@@欠压关断@@@@
在@@汽车环境中@@@@，这种低压事件最有可能在@@车辆起动情况下@@观察到@@@@，此时@@电池电压可能短暂下降到@@较低值@@@@，然后才上升@@。在@@“冷启动@@”的@@情况下@@@@，即环境温度@@较低且电池电压进一步下降时@@@@，困难会变得更加严重@@。根据@@LV124关于@@3.5吨以下机动车辆中@@电气和@@电子@@元器件的@@汽车规范@@@@，冷起动时@@的@@电源电压@@轨迹如@@以下波形集所示@@@@。
图@@18：LV124规范@@——冷启动@@事件期间的@@电池电压轨迹@@
根据@@本规范@@@@，最差情况下@@的@@低电压为@@3.2V。安森美@@的@@某些高边@@器件@@（如@@ NCV84012A）符合该标准@@，而@@NCV84160等@@器件的@@欠压关断@@触发电压为@@3.5V，略高于@@3.2V的@@最小电压规格@@。欠压事件下的@@输出和@@诊断行为如@@图@@@@@@19所示@@。
有些低@@RDS(ON)的@@较高功率@@@@SmartFET内置了欠压恢复延迟@@定时@@器@@@@。在@@短路@@限流@@等@@大电流@@导通@@情况下@@@@，当@@电池电压被@@（其输出阻抗@@@@）拉低而@@触发欠压条件时@@@@，此特性@@有助于保护器件@@。一旦器件安全关断@@@@，电流@@衰减@@，电池电压会再次上升@@。若没有该特性@@@@，器件将再次导通@@并进入短路@@状态@@（因为@@VBATT>VBATT_MIN），使内置散热@@时@@间@@不起作用@@。不断重试会给芯片带来压力@@，尤其是在@@大电流@@器件发生持续短路@@的@@情况@@下@@@@。整合延迟定时@@器@@可拉长重试间隔时@@间@@@@，让芯片在@@下一次重试之前可以充分@@“冷却@@”。图@@20解释了这一现象@@。有关欠压延迟规格的@@详细信息@@，参见产品数据表@@。
图@@19：描述@@欠压期间器件行为的@@理想化波形集@@
图@@20：欠压恢复延迟@@
过压保护@@
在@@汽车环境中@@@@，发生过压情况主要是由@@于@@电源线上导通@@@@/耦合的@@高压瞬变@@（包括交流发电机甩负载@@）、静电放电@@ (ESD) 和@@用跨接引线发动汽车@@。在@@甩负载事件中@@@@，电池到@@交流发电机@@（其向电池提供充电电流@@@@）的@@连接@@开路@@，并且输出电流@@变得不稳定@@，因此@@连接@@到@@交流发电机的@@负载观察到@@电源电压@@显著提高@@@@，直到@@交流发电机调节器作出响应并削减驱动电流@@@@。车辆制造商通过@@定义@@甩负载脉冲的@@电压@@和@@时@@间@@周期来指定该脉冲的@@特性@@@@。此外@@@@，“ISO7637-2：仅沿电源线的@@电瞬态导通@@@@”等@@标准@@，还定义@@了特定@@ISO脉冲曲线和@@甩负载测试案例@@。近年来@@，交流发电机使用瞬态电压抑制器导致了对甩负载要求的@@放宽@@，体现此特性@@的@@规格是@@“抑制甩负载@@”（对于@@12V应用@@，通常@@在@@@@35V左右@@）。这使得芯片上的@@特征尺寸可以缩小@@，有利于低@@RDS(ON)器件采用@@NCV84012A等@@更小封装@@。在@@用跨接引线发动汽车的@@情况下@@@@@@，车辆电池由@@高电压源@@——例如@@@@卡车电池或@@双汽车电池@@（通常@@用于补偿长充电线缆的@@线路损耗@@）——充电以起动发动机@@。对于@@用跨接引线发动汽车的@@情况@@，脉冲特性@@同样由@@@@OEM定义@@。用跨接引线发动汽车事件的@@压力比甩负载情况要小@@。大多数汽车负载都需要能够承受@@OEM规定的@@这些高压事件@@。安森美@@高边@@@@SmartFET内置箝位结构@@，旨在@@保护@@FET和@@控制@@器免受高压尖峰的@@影响@@。
图@@21：高边@@ SmartFET 中@@的@@过压保护@@箝位结构原理图@@@@
参考图@@@@21，漏栅功率@@@@FET有一个保护箝位@@，用于限制输出端的@@电压@@摆幅@@。在@@FET最初关断@@的@@情况下@@@@@@，如@@果@@漏极端子的@@电压@@超过齐纳击穿电压@@，该保护箝位导通@@@@，并通过@@在@@栅源阻抗@@上产生一个电位@@来使@@FET导通@@。输出端的@@负载阻抗@@限制流经@@FET的@@电流@@@@。如@@果@@FET最初处于导通@@状态@@，它将保持导通@@@@，除@@非器件因过压而@@关断@@@@，如@@典型@@电源电压@@规格@@部分所述@@。单独的@@箝位结构将控制@@部分两端的@@压降限制为@@ZVD，接地@@阻抗@@网@@络通过@@这些箝位限制电流@@@@。逻辑输入端的@@保护二极管将这些输入箝位至@@比@@GND电位@@低一个二极管压降的@@电压@@@@。在@@高边@@@@SmartFET中@@，电流@@检测@@的@@保护箝位@@ZSense以供电轨为基准@@。作为标准做法@@，安森美@@建议在@@电流@@检测@@输出端使用外@@部箝位@@，以限制微控制@@器输入@@A/D级@@观察到@@的@@电压@@@@。此外@@@@，建议在@@与微控制@@器接口的@@@@I/O引脚@@上使用外@@部保护电阻@@@@，以防止微控制@@器箝位结构电流@@过大@@。在@@高电压状态下长时@@间@@工作可能会影响器件的@@寿命@@@@、强固性和@@性能@@。
器件布局@@、端接和@@金属布线也经过精心设计@@，具有出色的@@瞬态高压强固性@@。这些器件经过标准@@ISO脉冲测试@@，提供人体模型和@@机器模型的@@最大@@ESD瞬态能力额定值@@（某些器件还提供@@充电器件模型额定值@@）。有关规格@@，请参考产品数据表@@。
电感反激@@
当@@切换电感负载时@@@@，输出端的@@电压@@可能会观察到@@相当@@大的@@负摆幅@@，这取决于器件关断@@@@时@@的@@电流@@@@衰减@@速率和@@有效@@放电电感@@。漏栅保护箝位限制此摆幅的@@幅度@@，并将输出电位@@@@“有源箝位@@”至@@ VBATT-VCLAMP，其中@@@@VBATT是漏极电位@@@@，VCLAMP是保护箝位的@@击穿电压@@。有源箝位@@将电流@@密度分布在@@整个@@FET面积上@@，从而@@减少箝位二极管遭受的@@应力@@，并改善感应放电期间的@@散热@@@@。与背侧体二极管雪崩@@（即击穿@@）并使电感放电的@@情况相比@@，这种方法更可取@@。
断电@@
如@@果@@漏极端子的@@电源连接@@开路@@，高边@@SmartFET将通过@@禁用功率@@器件和@@控制@@部分@@进行自我保护@@。在@@断电@@事件期间@@，OUT和@@CS（电流@@检测@@）的@@读数都是@@“Lo”。如@@果@@在@@电感切换过程中@@电源连接@@开路@@（或@@者如@@果@@线束具有足够的@@电感@@），则@@电流@@必须有一条反激路径以供放电@@。该路径将包括用于控制@@部分的@@保护二极管@@（ZVD，见图@@@@19），它受外@@部接地@@电阻@@限制@@。由@@于@@保护二极管处理电感反激@@能量的@@能力不如@@功率@@@@FET，因此@@在@@高能耗的@@情况下@@@@@@，高边@@器件可能会受损@@@@。在@@这种情况下@@@@，系统设计应给予适当@@的@@考虑@@，例如@@@@，通过@@使用续流二极管来为感应放电期间的@@电流@@@@提供路径@@。
电源短路@@@@
电源短路@@@@事件@@@@如@@下图@@所示@@@@。
图@@片@@图@@@@22：电源短路@@@@事件@@@@
上图@@显示了@@@@VBATT线路至@@两个输出端子@@（OUT或@@CS）短路@@。在@@前一种情况下@@@@，无论输入命令如@@何@@，负载都会导电@@。假设漏极端子严格连接@@到@@电池@@（即电池和@@漏极连接@@之间没有电位@@跌落@@），则@@整个器件没有功耗@@@@，但该事件可能会对负载造成严重压力@@。图@@23中@@的@@理想化波形集描述@@了典型@@灯泡浪涌情况下@@发生的@@瞬态@@OUT至@@VBATT短路@@事件@@。负载电流@@和@@电压短暂提高@@@@；VSENSE降至@@零@@，因为@@在@@此期间@@FET将关断@@@@。在@@图@@@@22中@@，需要注意的@@是@@，电流@@是在@@负载附近测量的@@@@，并不代表@@OUT端子流出的@@电流@@@@@@（在@@VBATT短路@@事件@@中@@@@其将为@@0）。
图@@23：描述@@OUT至@@VBATT短路@@事件@@的@@的@@理想化波形集@@
如@@果@@电池和@@漏极连接@@之间存在@@阻抗@@路径@@，则@@源极电位@@@@（在@@VBATT短路@@事件@@中@@@@）可能高于漏极@@，导致反向电流@@@@通过@@体二极管@@。这种情况虽然在@@汽车环境中@@@@不太可能发生@@，但会对器件造成很大压力@@。
在@@VBATT至@@CS短路@@的@@情况@@下@@，OUT端子和@@负载将正常工作@@，但在@@@@CS引脚@@将观察到@@等@@于@@VBATT的@@电压@@，这可能会对微控制@@器@@A/D的@@I/O接口造成潜在@@压力@@。如@@操作@@方法部分所述@@，建议始终在@@@@CS引脚@@处放置外@@部箝位@@，以防止该节点出现高电压@@。图@@24显示了@@CS至@@VBATT短路@@时@@@@OUT和@@Sense节点的@@行为@@。
图@@24：描述@@CS至@@VBATT短路@@事件@@的@@理想化波形集@@
接地@@ (GND) 操作@@
推荐的@@@@GND电路@@
在@@涉及高边@@@@FET的@@应用@@中@@@@，了解并使用理想的@@接地@@网@@络至@@关重要@@。作为标准做法@@，不建议将器件@@GND引脚@@直接绑定车辆或@@底盘@@GND。如@@本部分后面所述@@，在@@某些特定系统失效情况下@@@@，这会保护高边@@@@FET。图@@ 25 突出显示了@@典型@@的@@接地@@网@@络@@（红色@@）——电阻@@与@@（可选@@）二极管并联@@。该电阻@@@@ a) 在@@发生过压事件时@@限制通过@@@@保护箝位@@ZVD的@@电流@@@@（见图@@@@ 21），b) 防止反向电池连接@@@@（反向电池连接@@时@@保护箝位正偏@@，见图@@@@ 26）情况下@@或@@电感反激@@期间电池开路情况下@@器件产生功耗@@。
图@@25：应用@@中@@的@@接地@@网@@络原理图@@@@
虽然该电阻@@@@确实能保护器件@@，但它也会提高@@@@GND电位@@，具体幅度取决于器件的@@工作@@GND电流@@。此电位@@如@@果@@足够高@@@@，可能会改变功率@@@@FET的@@阈值@@，并限制控制@@部分内模拟电路@@操作@@可用的@@裕量轨@@。因此@@，该电阻@@@@的@@选择选择需要权衡@@。高阻值意味着@@过压@@/反向电池连接@@期间的@@限流@@较低@@，但也会显著提高@@接地@@电位@@@@。
二极管在@@正常工作期间可为该电阻@@@@分流@@，从而@@帮助降低@@GND电位@@，而@@且二极管还能阻挡反向电压@@（直至@@其击穿@@）。但在@@@@过压情况下@@@@，二极管无能为力@@。除@@非另有建议@@，否则@@建议将典型@@值@@1kΩ的@@电阻@@与@@二极管并联@@使用@@，或@@者将大约@@150Ω的@@独立电阻@@用作@@GND阻抗@@。关于@@具体器件的@@建议@@，请参考相应的@@产品数据表@@。
反向电池保护@@
当@@电池端子的@@极性@@/连接@@翻转时@@@@，反向电流@@@@将流过器件@@，如@@图@@@@26所示@@。该模块级@@原理图@@还显示了@@保护二极管和@@电阻@@以及反向电流@@@@的@@方向@@。功率@@ FET 的@@本征体二极管会导通@@电流@@@@IREV，通过@@该二极管的@@功率@@受负载本身的@@限制@@。在@@控制@@部分@@，接地@@电流@@@@IGND_REV由@@正偏过压保护@@箝位@@ZVD导通@@；IIN_REV和@@IDEN_REV通过@@微控制@@器内部网@@络分别导通@@至@@保护电阻@@@@RIN和@@RDEN。这些电流@@流过用于数字输入的@@@@ESD齐纳箝位@@，并最终加到@@流过@@ZVD的@@电流@@@@上@@。逻辑输入端的@@电阻@@@@RIN和@@RDEN限制通过@@@@ESD结构的@@电流@@@@@@；由@@ZGND表示的@@接地@@电阻@@限制电流@@@@，从而@@限制@@ZVD上的@@功耗@@。反向电流@@@@ICS_REV通过@@检测电阻@@@@RCS流入@@CS引脚@@，并通过@@正偏过压保护@@二极管@@ZSENSE反馈到@@电池的@@负极端子中@@@@。
图@@26：电池反向期间的@@电流@@@@和@@保护@@
主要用于取代继电器和@@保险丝的@@低欧姆器件@@，如@@NCV84008A、NCV84004A等@@，具备@@@@ReverseON（反向导通@@@@）特性@@，当@@观察到@@反向电池电压时@@@@，它能使倒置配置的@@输出@@ FET 导通@@。在@@反向模式下@@，这种操作@@可为体二极管分流并限制导通@@损耗@@，从而@@有助于降低器件的@@功耗@@。图@@ 27 突出显示了@@通过@@@@ FET 而@@不是体二极管的@@导通@@路径@@。此外@@@@，接地@@路径中@@的@@反向电池阻断机制可确保低@@GND电流@@（有关最大允许反向电池规格@@，请参考特定产品数据表@@），从而@@允许使用较小的@@外@@部@@GND电阻@@。
除@@ReverseON外@@，某些器件还提供@@InverseON（逆向导通@@@@）特性@@，如@@果@@源极电位@@超过漏极电位@@@@，体二极管导通@@的@@电流@@@@会再次被分流@@，并且会被@@FET导通@@超驰@@。当@@FET的@@输出观察到@@应用@@中@@的@@电池硬@@短路@@时@@@@@@，即表示发生这种情况@@，如@@电源短路@@@@部分所述@@。关于@@FET在@@反向电池或@@逆向电流@@导通@@的@@情况下@@@@提供的@@@@RDS(ON)。
图@@27：通过@@ReverseON实现反向电池保护@@@@
应注意的@@是@@，在@@上述任何一种情况下@@@@，输出级@@中@@的@@反向电流@@@@都不会被@@“阻塞@@”；相反@@，功耗通过@@采用@@ FET 导通@@和@@外@@部保护电阻@@来限制@@。某些应用@@@@（如@@保险丝和@@@@/或@@继电器替代方案@@）要求电源路径中@@有外@@部反向电池阻断机构@@，用于在@@反向电池连接@@情况下@@防止任何电流@@导通@@@@，以保护下游的@@负载@@。有关器件在@@反极性模式下的@@最大性能@@（承受的@@最长时@@间@@和@@反向电压@@），参见具体产品的@@数据表@@。对于@@需要反向电流@@@@阻塞@@的@@负载@@，在@@使用这些高边@@器件时@@必须特别小心@@（例如@@@@，集成反向电池阻断电@@路@@188足彩外@@围@@app ）。在@@反向电池模式下@@，任何保护特性@@都不可用@@。
地线开路@@
当@@器件地线开路@@时@@@@，器件将关断@@@@@@输出@@FET和@@控制@@部分@@。地线开路@@可能发生在@@模块级@@@@（模块地线与@@ECU地线的@@连接@@开路@@@@），也可能发生在@@@@ECU级@@——包括微控制@@器在@@内的@@整个@@ECU与底盘地线@@ 的@@连接@@开路@@。在@@这两种情况下@@@@，器件中@@的@@控制@@电路@@都没有返回路径@@/基准电压源可用@@。在@@ECU设计中@@@@，应避免模块的@@任何寄生@@GND连接@@。
下面的@@框图@@显示了@@这种情况@@。
图@@28：描述@@地线开路@@情况的@@框图@@@@。负载仍然连接@@到@@底盘地线@@，但模块地线开路@@@@
图@@29：显示地线开路@@事件中@@输出电流@@和@@电压行为的@@理想化波形集@@
图@@29中@@的@@理想化波形集显示了@@地线开路@@事件中@@的@@输出行为@@。
OUT至@@GND短路@@——限流@@
对于@@未受保护的@@@@FET，如@@果@@负载的@@输出至@@@@GND短路@@，则@@没有任何手段可限制@@FET中@@的@@电流@@@@和@@功耗@@（电流@@最终受到@@器件跨导@@、电源的@@电流@@@@容量或@@键合线的@@最大容量限制@@），器件可能会受损@@。为了防止这种不控制@@的@@导通@@情况出现@@，安森美@@高边@@@@器件配有限流@@器逻辑@@，可在@@短路@@事件@@期间限制器件中@@的@@最大电流@@@@。最大允许电流@@因器件和@@技术@@而@@异@@，可在@@产品数据表中@@查到@@@@。图@@30显示了@@OUT接地@@短路@@的@@情况@@@@——当@@右侧开关闭合时@@@@，OUT节点接地@@短路@@@@。器件观察到@@漏极@@-源极上的@@@@VBATT电位@@差@@（忽略任何寄生线路电阻@@和@@短路@@电阻@@@@）。
图@@30：接地@@短路@@事件@@@@
通常@@，此最大电流@@@@ILIM根据@@器件的@@热@@容量@@（如@@尺寸@@、有效@@硅面积@@、封装等@@@@）及其预期应用@@来决定@@。例如@@@@，如@@果@@预期应用@@是以高浪涌电流@@驱动灯泡负载@@，则@@ILIM必须相应地设置@@，以确保灯泡在@@要求的@@时@@间@@内亮起@@。有关驱动灯泡负载的@@更多信息@@，参见灯泡负载部分@@。
如@@果@@GND短路@@的@@情况@@持续存在@@@@，即使电流@@有限@@，芯片温度@@最终也会上升@@。为了避免高温度@@梯度@@，安森美@@高边@@@@FET采用基于差分和@@绝对温度@@检测的@@重启策略@@（参见温度@@@@/功率@@限制@@部分@@以了解有关温度@@检测的@@更多信息@@）。下面的@@一组理想化波形显示了@@短路@@事件@@中@@@@的@@示例性输出电流@@行为@@：
图@@31：描述@@具有@@“折返@@”特性@@的@@限流@@行为的@@理想化波形集@@
当@@器件接通进入短路@@状况时@@@@，电流@@被限制在@@@@ILIMSC_1（亦称为@@ ILIM_Hi）。当@@差分温度@@摆幅达到@@其阈值时@@@@（参见温度@@@@/功率@@限制@@部分@@），功率@@FET关断@@，并以一定的@@迟滞再次导通@@@@。器件持续导通@@和@@关断@@@@@@，最大饱和@@电流@@为@@ILIMSC_1，直至@@芯片的@@绝对温度@@达到@@最大限值@@，此后输出电流@@@@“折返@@”到@@较低值@@ILIMSC_2以限制功耗@@，从而@@限制@@高结温下的@@温升@@。导通@@时@@间@@@@t1和@@t2分别取决于差分和@@绝对热@@关断@@@@@@阈值@@（绝对和@@差分温度@@限值的@@阈值@@在@@产品数据表中@@定义@@和@@规定@@）；关断@@时@@间@@@@t3和@@t4取决于其相应的@@迟滞@@。此外@@@@，散热@@和@@热@@环境也会影响这些时@@间@@尺度@@。随着器件变热@@@@，控制@@热@@关断@@@@的@@电路@@也会观察到@@温度@@升高@@，这可能导致在@@这些时@@间@@间隔达到@@其稳态值之前有一个时@@间@@延迟@@。
并非所有安森美@@高边@@@@器件都有电流@@折返@@@@特性@@@@（详情请参考具体产品数据表@@）。某些器件在@@绝对热@@关断@@@@@@阈值之后定义@@了一个无折返@@的@@稳定@@RMS电流@@。这种行为如@@图@@@@@@32所示@@。
图@@32：描述@@无@@“折返@@”特性@@的@@限流@@行为的@@理想化波形集@@
大多数安森美@@高边@@@@@@FET的@@限流@@电路@@具有略呈负值的@@随温度@@变化系数@@，以避免电流@@的@@再生性增加@@，确保器件安全@@。一旦结温达到@@绝对热@@关断@@@@@@限值@@，ILIM 脉冲的@@峰值和@@占空比最终会稳定下来@@，产生稳态@@RMS电流@@（产品数据表中@@有定义@@@@）。应注意的@@是@@，ILIM还取决于电池电压@@（这种情况下@@为漏源电压@@），并且通常@@根据@@典型@@电池电压或@@电压范围进行指定@@。一些器件@@（如@@NCV84012A）在@@高漏源电压下可能还有@@ILIM滚降@@，以降低器件在@@这些高电压下的@@功耗@@。在@@“软短路@@@@”情况下@@，即输出导通@@路径中@@的@@电阻@@@@（包括短路@@电阻@@@@）足够高@@，使得输出电流@@未达到@@最大限值@@ILIM_SC1时@@，差分和@@绝对热@@关断@@@@@@及切换形式的@@热@@保护仍然可用@@。
除@@了图@@@@31和@@图@@@@32所示@@的@@两种限流@@原理之外@@@@，有些器件@@（如@@ NCV84012A）可能集成了基于峰值电流@@检测@@的@@关断@@功能@@，以应对@@GND短路@@的@@情况@@。设计方法如@@图@@@@@@33所示@@，当@@漏极电流@@超过内部限流@@阈值时@@@@，器件关闭输出级@@@@，从而@@避免较高功耗@@，就像由@@热@@关断@@@@控制@@的@@线性电流@@限值@@一样@@。
图@@33：描述@@基于峰值检测的@@限流@@的@@理想化波形集@@
对于@@依靠众多技术@@实现高电流@@限值的@@器件@@，这种设计方案是必不可少的@@@@，因为@@高功耗@@（线性电流@@限值@@）可能对芯片有害@@，需要由@@基于精确峰值的@@关断@@和@@基于定时@@器@@的@@重启来控制@@@@，而@@不是调节电流@@@@。“冷却@@”定时@@器@@tcool_down在@@控制@@逻辑中@@定义@@@@，基于对该技术@@执行的@@安全工作区域测量@@。这些器件中@@的@@大多数还采用基于高@@VDS（如@@在@@@@“硬@@”短路@@的@@情况@@下@@）和@@/或@@高@@VD（如@@在@@@@用跨接引线发动汽车的@@情况下@@@@@@@@）的@@限流@@折返@@@@。此外@@@@，如@@果@@芯片上的@@绝对或@@差分温度@@在@@不断重试过程中@@上升@@，则@@由@@热@@传感器强制实施的@@更长冷却@@时@@间@@@@（这将下一部分中@@阐释@@）占上风@@。大多数具备@@@@此特性@@的@@器件还有调整电流@@阈值和@@相关定时@@器@@的@@能力@@，从而@@提供更大的@@设计灵活性和@@更低的@@器件间变异性@@。有关这些定时@@器@@规格@@、峰值检测阈值和@@测量峰值容差的@@说明@@，参见产品数据表@@。
关于@@继电器和@@保险丝替代方案@@，基于峰值检测的@@限流@@是设计的@@优先选择@@，它在@@短路@@事件@@中@@@@提供受控响应@@，并避免负载功耗过高@@。另一方面@@，照明或@@切换容性负载等@@应用@@需要持续一段时@@间@@的@@稳定电流@@以管理浪涌@@。这种权衡常常通过@@调整与器件要驱动的@@负载相关的@@峰值电流@@阈值和@@冷却@@定时@@器@@@@（使用微调单元@@）来处理@@。
温度@@/功率@@限制@@
绝对和@@差分温度@@检测@@
快速准确的@@温度@@检测有助于在@@过载和@@@@/或@@高@@功耗事件@@（如@@OUT至@@GND短路@@）中@@保护安森美@@高边@@@@@@FET。超过器件热@@容量是应用@@中@@最有可能的@@失效模式之一@@，因此@@需要采用控制@@@@188足彩外@@围@@app ，当@@结温达到@@给定阈值时@@@@，控制@@188足彩外@@围@@app 可以检测温度@@并关断@@器件@@。这种机制被称为@@“绝对热@@关断@@@@@@”，或@@简称为@@TSD（热@@关断@@@@）。安森美@@高边@@@@FET的@@典型@@热@@关断@@@@阈值约为@@175℃，除@@非产品数据表中@@另有规定@@。在@@芯片@@“冷却@@”到@@较低温度@@后@@，器件重新导通@@@@。热@@关断@@@@具有与导通@@相关的@@迟滞@@，以避免器件在@@阈值附近不断热@@切换@@。有效@@TSD设计通常@@要克服许多挑战@@：考虑到@@布局约束@@，应该在@@芯片@@上何处检测温度@@@@；为了产生一个随温度@@变化最小的@@参考电路@@@@，器件关断@@@@的@@理想跳变点和@@迟滞应该是多少@@，等@@等@@@@。
虽然绝对热@@关断@@@@@@在@@高功耗事件中@@可消除@@有害损坏@@，但它不能阻止器件在@@这些事件期间观察到@@温度@@梯度@@，这种效应可能严重影响器件的@@寿命@@@@、性能和@@强固性@@。例如@@@@，考虑冷灯泡浪涌电流@@的@@情况@@，环境温度@@很低@@，灯丝需要充分加热@@@@，高浪涌电流@@通过@@器件导通@@@@，导致芯片温度@@升高@@。在@@一个假设示例中@@@@，器件环境温度@@为@@-40°C，绝对热@@关断@@@@@@将发生在@@约@@175°C，器件将观察到@@超过@@200°C的@@热@@梯度@@，这可能会使器件承受压力@@，多次发生此类事件会显著缩短器件寿命@@。在@@某些情况下@@@@，这些热@@瞬态会导致热@@机械过度应变@@，进而@@造成机械损坏@@，如@@芯片裂纹或@@分层@@。为防止出现这种情况@@，器件采用@@差分或@@差值温度@@检测和@@关断@@@@ (DTSD) 机制来检测最高和@@最低芯片温度@@之间的@@差值@@，如@@图@@@@34所示@@。
图@@34：绝对和@@差分温度@@检测@@
有两个检测@@188足彩外@@围@@app ，一个靠近功率@@@@FET的@@中@@心放置@@（通常@@观察最高温度@@@@），另一个靠近功率@@@@@@FET的@@外@@围放置@@。由@@于@@热@@波传播存在@@时@@间@@延迟@@，因此@@两个传感器检测到@@的@@温度@@总会有一些差异@@，中@@心传感器读取的@@温度@@会更高@@。如@@果@@温差超过设定阈值@@，器件将关断@@@@@@，并以一定的@@迟滞重新导通@@@@。图@@31描绘了模拟上述热@@行为的@@示例性波形@@。检测到@@的@@电压@@与@@（热@@）稳定基准电压@@Vref_Tjmax和@@Vref_deltaTj进行比较@@，输出发送至@@最终决定是否关断@@@@ FET的@@模块@@。
这种差分热@@切换的@@另一个优点是对重复短路@@性能@@ (RSC) 的@@潜在@@改进@@。美国汽车电子@@协会标准@@ AEC-Q100-012 详细介绍了智能功率@@器件的@@短路@@可靠性特性@@@@。在@@最坏情况下@@@@，器件切换一个代表汽车环境中@@短路@@的@@阻抗@@网@@络@@，性能按照@@A到@@O的@@等@@级@@量化@@。更好的@@性能意味着@@更多数量的@@脉冲在@@给定的@@测试和@@外@@部激励条件下存活下来@@。由@@于@@DTSD，每次重试观察到@@的@@热@@瞬变的@@程度会衰减@@，器件可以承受更多这样的@@短路@@脉冲@@，即观察到@@器件寿命和@@强固性得到@@改进@@。下一部分将进一步阐明重试策略@@。某些安森美@@高边@@@@@@SmartFET还配有@@“备@@用@@”温度@@传感器@@，其布置在@@控制@@部分@@的@@@@，用以保护器件免受灾难性故障的@@影响@@。
对于@@芯片尺寸较小的@@@@SmartFET，快速热@@响应对于@@确保芯片能够承受瞬态高功耗是不可或@@缺的@@@@。峰值电流@@检测@@一般是为满足浪涌要求而@@设计@@，但在@@@@某些情况下@@@@可能不足以保护器件@@。在@@短路@@阻抗@@非常小且可能出现高漏源电压的@@情况下@@@@@@，峰值电流@@检测@@对芯片经受的@@极端热@@瞬变的@@响应速度可能不够快@@。在@@这种情况下@@@@，DTSD将接管并确保热@@瞬变不超过器件的@@能力@@。此外@@@@，在@@高温下发生短路@@事件@@时@@@@，快速的@@绝对热@@关断@@@@@@保护会起作用@@。在@@该事件@@，热@@传感器需要在@@达到@@规定峰值之前安全关断@@器件@@。这就要求检测和@@传播延迟针对几十微秒的@@响应时@@间@@进行优化@@。配电等@@应用@@通常@@在@@@@较高结温下运行@@，除@@了快速热@@响应之外@@@@，还需要较高的@@热@@关断@@@@阈值@@。
重试策略的@@灯泡开启@@
图@@35中@@的@@理想化波形集显示了@@高边@@器件在@@@@OUT至@@GND短路@@情况下@@的@@热@@响应与输出电流@@的@@关系@@。此波形集实质上是将温度@@曲线添加到@@上一部分阐述的@@示例中@@@@。
图@@35：描述@@OUT至@@GND短路@@事件@@中@@@@温度@@轨迹的@@理想化波形@@
在@@第一脉冲开始时@@@@，没有功耗@@，峰值结温等@@于外@@围或@@环境温度@@@@。当@@电流@@上升至@@最大限值@@ILIM_SC1时@@，温度@@随之上升@@，芯片中@@心处的@@温升更为显著@@。当@@两个温度@@之差@@ΔTJ超过规定限值@@（安森美@@高边@@@@器件通常@@为@@60°C，除@@非另有规定@@）时@@，功率@@FET关断@@，直到@@器件降温@@ΔTJ_RST，然后用另一个@@ILIM_SC1脉冲重启@@。芯片边缘的@@温度@@随着每个重试周期的@@进行而@@升高@@，如@@波形所示@@@@。一旦峰值结温达到@@绝对热@@关断@@@@@@限值@@TTSD，器件便以迟滞@@TTSD_HYS导通@@和@@关断@@@@。如@@OUT至@@GND短路@@——限流@@部分所述@@，并非全部安森美@@高边@@@@@@FET都有电流@@折返@@@@，此处显示的@@波形只是举例说明@@。
导通@@时@@间@@@@和@@迟滞的@@选择需要权衡芯片观察到@@的@@最大温度@@瞬变@@（重试周期宜较短以避免温度@@波动大@@）和@@器件在@@给定时@@间@@内开启灯泡的@@能力@@（重试周期宜较长@@，从而@@以最少的@@重试次数提供所需的@@灯泡浪涌电流@@@@）。
与热@@控制@@重试策略相反@@@@，具有峰值检测电流@@限值的@@器件采用@@如@@前所述的@@基于固定定时@@器@@的@@重试策略@@。重试次数可以是不确定的@@@@，也可以通过@@计数器@@（如@@在@@@@NCV84012A中@@）在@@内部加以限制@@。图@@ 36 显示了@@基于定时@@器@@计数器的@@重试策略情况下@@的@@理想化波形集@@。一旦检测到@@限流@@峰值@@，器件便安全关断@@@@，计数器递增@@。相应产品数据表中@@指定了两个参数@@：nCOUNT和@@rCOUNT。第一个@@nCOUNT重试的@@时@@间@@间隔相对较近@@（意味着@@tcool_down
图@@36：描述@@基于定时@@器@@@@-计数器的@@短路@@重试策略的@@理想化波形集@@
基于本文中@@关于@@继电器和@@保险丝替代方案@@的@@讨论@@，此类应用@@中@@的@@短路@@事件@@不需要器件重试@@——短路@@情况下@@的@@连续重试对于@@通过@@该智能保险丝连接@@到@@车辆网@@络中@@的@@负载而@@言可能是灾难性的@@@@。重试次数可通过@@内部微调单元进行调整@@，这简化了安森美@@@@SmartFET中@@的@@重试策略的@@设计方法@@；生产中@@可将@@nCOUNT和@@rCOUNT分别调整为@@“1”和@@“0”，以适应保险丝替代方案@@。
如@@果@@GND短路@@事件@@中@@@@的@@重试次数不受内部限制@@，例如@@@@像图@@@@ 36 那样@@，建议应用@@中@@的@@微控制@@器从外@@部对其进行限制@@。器件的@@重复切换会影响长期可靠性和@@寿命@@。虽然允许的@@重试次数没有上限@@，但如@@果@@特别请求@@，我们可以根据@@应用@@特定的@@@@Coffin-Manson分析提供一些估计值@@。对于@@某些应用@@@@@@，经过给定的@@点火循环次数之后@@，如@@果@@短路@@持续存在@@@@，微控制@@器会永久禁用负载@@。
本文转载自@@：安森美@@