摘要@@
碳化硅@@FET已经在@@车载充电器@@@@@@（OBC）电路领域确立了自身地位@@，尤其是@@在@@电池工作电压超过@@500V的情况下@@@@。这些器件@@的@@低功率损耗使得穿孔封装和@@表@@面安装式封装都可以用于此应用@@。我们调查了这些封装选项的@@相@@对热性能@@，并证实了@@TO247-4L和@@D2PAK-7L选项可用于@@6.6 kW和@@22 kW充电器@@。
简介@@
碳化硅@@FET已经广泛应用于纯电动车@@（EV）的车载充电器@@@@@@（OBC）和@@直流@@转换器@@@@。它们在@@牵引逆变器中的使用@@也快速增长@@。由于开关速度比@@IGBT快得多@@，它们成为了系统总线@@电压超过@@500 V（如@@800 V）时的首选器件@@@@。在@@系统总线@@电压较低的@@PFC电路需要硬开关时@@，它们也是@@出色的选择@@，因为它们的二极管@@恢复性能比硅超结@@FET好得多@@，因而可以实现较高频率的开关和@@较低的损耗@@。最后@@，这些充电器@@日益增长的支持双向能量流动以允许能量从@@车辆传入电网@@的趋势也得到@@了这些宽带隙器件@@的@@此类属性的支持@@。
车载充电器@@@@会转换单相@@或@@@@3相@@交流@@电@@，将@@其输入@@直流@@轨@@@@，然后使用@@@@直流@@转换器@@为车辆电池充电@@。在@@充电模式下@@@@，前端充当整流器@@@@，并使用@@图@@腾柱@@@@PFC，或@@者在@@较高功率下@@充当有源前端@@。可以操作这些电路@@，使其让电流反向传输@@，也就是@@充当逆变器@@。为实现充电所选的直流@@转直流@@拓扑@@可以是@@@@LLC或@@CLLC类型@@，后者适合双向能量传输@@。直流@@轨@@还可以支持另一个功率较低的@@LLC转换器@@，为电动车中的@@12 V电子@@器件@@供电@@。如@@果不需要双向能量流@@，PFC整流器@@通常@@选择使用@@@@Vienna整流器@@。
SiC器件@@技术@@和@@封装选项@@
图@@1显示的是@@商用单极功率半导体的先进性@@。过去十年中器件@@技术@@的持续进步造就了第四代@@@@SiC JFET和@@SiC FET（共源共栅结构@@），在@@图@@中以蓝色符号表@@示@@。给定额定值下@@的低@@RdsA可以在@@相@@同的封装中实现更低的电阻@@。它还允许以较小的晶粒体积和@@电容实现给定导通电阻@@，从@@而也实现更低的开关损耗@@。
图@@1：2021年先进的硅和@@宽带隙开关技术@@的@@RdsA与电压额定值对比@@
图@@2显示的是@@本文中讨论的封装选项@@。TO247-4L是@@使用@@范围很广的@@TO247封装的变体@@。D2PAK-7L是@@表@@面安装式封装@@，很适合与碳化硅@@器件@@一同使用@@@@。穿孔式@@TO247凭借外露的大铜片可以散发掉更多功率@@。鉴于需要维护大爬电距离@@，D2PAK-7L晶粒垫相@@对较小@@。表@@1显示的是@@相@@对参数的对比@@，包括典型的封装电感@@、热垫大小@@（与散热器@@相@@连的铜面积@@）、爬电和@@间隙@@。
图@@2：TO247-4L（左@@）和@@D2PAK-7L（右@@）是@@广受欢迎的封装@@，是@@可用于车载充电器@@@@的穿孔和@@表@@面安装式选项@@
使用@@SMT器件@@可简化和@@提升制造自动化@@。因此@@，在@@电动车液冷环境中@@，将@@在@@绝缘金属衬底@@（IMS）上@@使用@@@@D2PAK-7L的选项作为@@@@TO247-4L替代方案是@@非常值得分析研究的@@。
由于分析功率损耗和@@温度峰值上@@升需要器件@@导电损耗数据@@、开关损耗数据和@@热阻数据@@，我们要先检查它们@@。然后使用@@@@FET-Jet[3]在@@线计算器来求得最差的工作损耗和@@温度升高@@，以检查所选器件@@和@@封装组合的可行性@@。
根据数据表@@曲线@@（参见图@@@@3a和@@3b），开关数据已经作为@@电流函数输入@@到@@计算器中@@，并考虑了所有器件@@的@@与温度相@@关的导通电阻@@。计算器中还提供了典型的最差情况下@@的热阻@@@@（RthJC）。接下@@来@@，我们看看模拟@@，以此指导对@@RthCA的合理评估@@，从@@而完成此分析所需的数据表@@@@。
图@@3a（上@@）是@@TO247-4L 750V第四代@@SiC FET在@@400V总线@@下@@开关损耗与电流的对比@@。图@@3b（下@@）是@@这些器件@@在@@@@D2PAK-7L封装中的这些数据@@
图@@4：TO247-4L和@@D2Pak-7L中从@@结到@@冷却液的热路径图@@@@
表@@1：图@@2中显示的两个封装的对比@@。SMT器件@@的@@电感明显更低@@，但是@@散热面积也较小@@
典型热环境的模拟对比@@
图@@4显示的是@@使用@@@@TO247-4L和@@在@@@@IMS上@@使用@@@@D2PAK-7L时图@@腾柱@@@@PFC的典型使用@@视图@@@@，表@@明了冷却功率电子@@器件@@所用的器件@@从@@结到@@冷却液的热流路径@@。表@@2a和@@2b总结了在@@一系列热界面@@（TIM）隔离选项下@@@@，各个器件@@的@@结到@@壳与壳到@@冷却液热阻@@。
表@@2a：在@@安装到@@采用陶瓷绝缘体的冷却板上@@时@@，基于@@TO247的器件@@的@@热阻性能@@@@
表@@2b：建立在@@@@IMS上@@的@@D2PAK-7L器件@@的@@热阻性能@@，其中的底部@@3mm Al采用液冷@@
根据这些结果@@，我们可以将@@@@0.6 °C/W作为@@TO247壳到@@冷却液的热阻@@的中间值@@@@，将@@1.2 °C/W作为@@D2Pak-7L的中间值@@，并将@@它们添加到@@结壳热阻中@@。虽然@@SiC FET的芯片体积小@@，但是@@可以通过银烧结式连接在@@封装中实现低@@RthJC。
案例@@1：400V总线@@系统的@@6.6kW（交流@@/直流@@）图@@腾柱@@PFC
图@@5显示的是@@图@@腾柱@@@@PFC拓扑@@的基本电路@@。表@@3汇编了此应用使用@@一系列第四代@@器件@@时在@@全负载和@@@@6.6 kW下@@的功率损耗和@@温度上@@升@@。其他电路条件有@@230 Vrms输入@@、400 V直流@@轨@@、75 kHzCCM模式开关@@、20% 电感纹波@@、散热器@@/液温@@80 °C、在@@相@@同封装类型@@的慢支路使用@@固定的@@11 mΩ，750 V器件@@、图@@腾柱@@PFC的两个交错快支路的各种器件@@@@[4]。我们可以看到@@一系列快支路选项@@，从@@18 mΩ到@@60 mΩ，并有@@Rds(on)极低的器件@@提供非常高的性能@@。该表@@显示的是@@每个快速支路@@FET在@@最差情况下@@的功率损耗@@、预计结温和@@半导体效率@@，这是@@仅功率半导体的效率损耗指标@@。即使壳到@@冷却液的热阻@@较高@@，达到@@@@1.2 °C/W，下@@表@@所示@@的表@@面安装式选项也是@@非常合理的选择@@。最后@@一部分决策可以基于@@设计中的整体热@@、效率和@@成本约束条件@@。现在@@@@，许多器件@@选项都是@@由@@Qorvo提供的@@。
图@@5：本分析中使用@@的图@@腾柱@@@@PFC拓扑@@。我们假设两个交错的快速支路在@@每个位置有一个开关@@，在@@慢速支路中有一个低@@Rds器件@@
表@@3：各种第四代@@@@SiC FET选项的@@快速开关@@FET计算损耗@@、峰值结温和@@半导体损耗限制的效率@@。6.6 kWTPPFC在@@75 kHz下@@运行@@
案例@@2：400V总线@@系统的@@6.6 kWCLLC直流@@/直流@@
现在@@@@，我们可以考虑同一系列的器件@@在@@车载充电器@@@@的@@CLLC级中能提供什么@@。通常@@，由于器件@@不是@@硬开关@@，损耗会较低@@。我们假设此处使用@@全桥@@@@CLLC实施@@，如@@图@@@@6所示@@，并检查各个选项在@@@@6.6 kW、400 V总线@@、300 kHz开关频率和@@@@80 °C冷却液温@@下@@的功率损耗@@，我们还同样假设将@@@@0.6 °C/W作为@@TO247-4L的额外壳到@@冷却液热阻@@，将@@1.2 °C/W作为@@D2PAK-7LIMS的热阻@@。初级侧@@FET的计算损耗@@在@@表@@@@4中列出@@。
图@@6：表@@5中的估计所用的@@CLLC拓扑@@。考虑了初级侧@@@@FET。同样的器件@@通常@@也会用于次级侧@@
表@@4：各种第四代@@@@SiC FET选项的@@初级侧@@@@FET计算损耗@@、峰值结温和@@半导体损耗限制的效率@@。6.6 kW全桥@@CLLC在@@300 kHz下@@运行@@
在@@这种情况下@@@@，得益于@@LLC电路中的开关损耗接近零@@，虽然@@频率较高@@，但是@@开关损耗低得多@@。此外@@，有许多可行选项可供设计师们选择@@，包括适用于穿孔式@@和@@表@@面安装式的选项@@，让设计师们能灵活地优化性能@@、热管理@@、板空间@@和@@成本@@。SiC FET可以使用@@@@0至@@10 V驱动电压驱动且对性能没什么影响的特点也很有用@@，有助于限制驱动器损耗@@。
案例@@3：3: 22 kW Vienna整流器@@
最后@@一个有用示例是@@在@@@@22 kW Vienna整流器@@中使用@@@@750 V平台@@，如@@图@@@@7所示@@。对于@@这个@@3相@@电路@@，我们在@@假设使用@@@@750 VFET和@@50 A、1200 V UJ3D1250K2二极管@@的条件下@@执行计算@@。我们假设使用@@@@230 Vrms交流@@电输入@@@@、3相@@、800 V总线@@、40 kHz开关以及与之前示例中一样适用于穿孔式@@和@@@@SMT选项的@@壳到@@环境热条件@@。对于@@22 kW输入@@，RMS相@@电流约为@@31.9 A。
图@@7：全部使用@@@@SiC器件@@的@@Vienna整流器@@。二极管@@为@@1200 V SiC二极管@@，FET为第四代@@@@750 V SiC FET
表@@5：各种第四代@@@@SiC FET选项的@@FET计算损耗@@、峰值结温和@@半导体损耗限制的效率@@。22 kWVienna整流器@@、800 V总线@@、40 kHz
在@@本案例@@中@@，TO247-4L封装中更高的散热能力发挥了更重要的作用@@，在@@使用@@电阻更高的器件@@时也有良好的热裕度@@。另一方面@@，18 mΩ至@@33 mΩ器件@@中的损耗极低@@，以至@@于在@@此功率电平下@@也可以采用表@@面安装式选项@@。
结论@@
第四代@@SiC FET的性能提升以及各种@@Rds(on)类在@@穿孔式@@和@@表@@面安装式封装中的可用性让设计师能不断改善车载充电器@@@@设计的效率@@、体积和@@废热@@，同时维持低成本@@。此外@@，使用@@较为简单的@@0至@@10/12/15 V栅极驱动可有助于管理成本和@@控制复杂性@@。
文章来源@@： UnitedSiC